CN102005928B - 光伏高频隔离升压软开关dc/dc变换器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种光伏高频隔离升压软开关DC/DC变换器及其控制方法，它解决了空载或者轻载情况下超前臂换流难、满载情况下效率降低的问题，提高了变换器的效率，实现了全功率范围内变换器的软开关。它包括高频变压器，其原边设有移相PWM控制变换器。所述高频变压器设有三个副边，其中两个副边采用桥式二极管整流电路串联以输出高电压，它们的输出端与输出电压、电流采样电路连接，输出电压、电流采样电路与控制器连接；第三个副边为降压绕组串联换流电感和开关。变压器的原边设有串联的阻断电容C_b和饱和电感L_S。输出滤波电感L_f1和L_f2为耦合电感共用一个磁芯；输出端D_f1-R₁-C_f1与D_f2-R₂-C_f2构成交叉箝位缓冲电路。不对称移相PWM控制器控制功率开关器件VT₁～VT₄和开关K₀。

Description

光伏高频隔离升压软开关DC/DC变换器及其控制方法

技术领域

本发明涉及一种光伏高频隔离升压软开关DC/DC变换器及其控制方法。

背景技术

目前，光伏并网发电已成为光伏利用的主要发展趋势和相关技术研究的热点(CarrascoJ M，Franquelo L G，Bialasiewicz J T，et al.Power-electronics systems for the grid integrationof renewable energy sources：a survey[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics，2006，53(4)：1002-1016.)。由于光伏电池阵列最大功率输出受光照强度、电池板温度、各个串联组件性能参数等因素的影响比较严重(Trishan Esram，Patrick L Chapman.Comparisonof photovoltaic array maximum power point tracking techniques[J].IEEE Transactions onEnergy Conversion，2007，22(2)：439-449.)，通常尽量减小电池板串联数量，以降低光伏发电系统和功率开关器件的耐压。为满足光伏阵列最大功率点跟踪控制和并网电压需求，并网逆变器常带有升压环节。

非隔离型光伏并网逆变器漏电流对人身安全有较大的威胁(张兴，孙龙林，许颇，等.单相非隔离型光伏并网系统中共模电流抑制研究[J].太阳能学报，2009，36(9)：1202-1207；肖华锋，谢少军.用于光伏并网的交错型双管Buck-Boost变换器[J].中国电机工程学报，2010，30(21)：7-12)，大中功率等级的光伏并网逆变器要求有变压器隔离。变压器隔离型又可以分为高频变压器隔离和工频变压器隔离两种。高频变压器隔离型并网逆变器克服了工频升压隔离变压器存在的体积庞大、耗材严重、价格昂贵等不足(张兴，孙龙林，许颇，等.单相非隔离型光伏并网系统中共模电流抑制研究[J].太阳能学报，2009，36(9)：1202-1207.)，在单相低电压中小功率光伏发电系统中应用较多。近年来，各种全桥电路拓扑与移相PWM控制策略相结合的软开关技术(T.T.Song，N.C.Huang，A.Ioinovici.Afamily of zero-voltageand zero-current-switching(ZVZCS)three-level DC-DC converter the secondary-assistedregenerative passive snubber[J].IEEE Transactions on circuits and systems，2005，52(11)：2473-2481；姜雪松，温旭辉，许海平.燃料电池电动车用隔离Boost全桥变换器的研究[J].南京航空航天大学学报，2006，38(1)：64-69.，阮新波，严仰光.脉宽调制DC/DC全桥变换器的软开关技术[M].北京：科学出版社，2001.；李传文.光伏升压全桥软开关DC-DC变换器的研制[D]，济南：山东大学，2008.；杨通，黄延龄，张光先.数字化的逆变弧焊电源[J].电焊机，2009，39(2)：11-17.Yang Tong，Huang Yanling，Zhang Guang xian.Digitalized arc weldingpower[J].Electric Welding Machine，2009，39(2)：11-17.；赵振民，岳云涛.一种基于UC3879控制的全桥软开关DC/DC变换器[J].电力电子技术，2005，39(3)：107-110)，大幅提高了DC/DC变换器的效率和功率密度，广泛应用于大功率低电压输出领域。

为满足大功率隔离型三相光伏并网逆变器直流侧高输入电压(一般要达到650V以上)要求，通常需要通过高频变压器升压，然而高升压比的二次侧电压峰值对整流二极管耐压要求非常苛刻。为此，文献[李传文.光伏升压全桥软开关DC-DC变换器的研制[D]，济南：山东大学，2008]给出了一种二次侧串联整流的电路拓扑，有效降低了对快速二极管的耐压要求，但其CDD无源箝位电路导致变压器原边电流冲击大，在轻载或空载情况下输出电流断续，超前臂电容换流不完全，它通过与之并联的功率开关器件直接放电，易损坏功率开关器件。而文献[杨通，黄延龄，张光先.数字化的逆变弧焊电源[J].电焊机，2009，39(2)：11-17.]给出了一种辅助电感的降压输出电路拓扑，而该换流电感无论空载还是满载都参与换流。满载工作时其高频电流幅值可达14A。由此带来严重的系统损耗，它包括线圈铜耗、磁芯的磁滞损耗、变压器原边功率开关管的通态损耗和线路损耗。这些损耗不仅降低了系统效率，还提高了功率开关器件功率等级，增加了成本。同时，传统的移相PWM控制专用芯片(如UC3875，UC3879等)的控制精度和灵活性不高等不足，(赵振民，岳云涛.一种基于UC3879控制的全桥软开关DC/DC变换器[J].电力电子技术，2005，39(3)：107-110.)。

发明内容

本发明的目的就是为满足三相光伏并网逆变器高输入电压的需求，克服其工频升压隔离变压器耗材严重的不足，提出了一种光伏高频隔离升压软开关DC/DC变换器及其控制方法，其高频变压器具有三个副边，其中两个升压绕组用于串联整流实现高电压输出；另一个接换流电感和开关的降压绕组，解决了空载或者轻载情况下超前臂换流难、满载情况下效率降低的问题，显著提高了变换器的效率。

为实现上述目的，本发明采用如下技术方案：

一种光伏高频隔离升压软开关DC/DC变换器，它包括高频变压器，移相PWM控制变换器，所述高频变压器设有三个副边，其中两个副边采用全桥整流并串联以提高输出电压，它们的输出端与输出电压、电流采样电路连接，输出电压、电流采样电路与控制器连接，控制器的移相PWM输出端与隔离驱动电路连接，隔离驱动电路则与原边的移相PWM控制变换器连接，在原边的移相PWM控制变换器设有串联的阻断电容C_b和饱和电感L_S；第三个副边为降压绕组，它与换流电感和开关串联。

所述移相PWM控制变换器为与光伏电池并联的全桥电路，它由串联的超前臂功率开关管VT₁、VT₂和串联的滞后臂功率开关管VT₃、VT₄并联组成；其中，超前臂功率开关管VT₁、VT₂分别与各自的反并联二极管D_T1、D_T2并联；滞后臂功率开关管VT₃、VT₄与各自的反并联二极管D_T3、D_T4并联，串联的阻断电容C_b和饱和电感L_S设置在串联的超前臂功率开关管VT₁、VT₂和串联的滞后臂功率开关管VT₃、VT₄之间；超前臂功率开关管VT₁、VT₂和滞后臂功率开关管VT₃、VT₄由隔离驱动电路驱动。

所述副边中一个全桥整流电路由快速恢复二极管D₁-D₄组成，该全桥电路的输出端并联串接的二极管D_f1、电容C_f1，然后一个输出端再经滤波电感L_f1后与该全桥电路的另一输出端与输出滤波电容C_o1并联；

第二个全桥整流电路由快速恢复二极管D₅-D₈组成，该整流电路的输出端并联串接的二极管D_f2、电容C_f2，一个输出端再经滤波电感L_f2后与该整流电路的另一输出端与输出滤波电容C_o2并联。

滤波电感L_f1和滤波电感L_f2为耦合电感共用一个磁芯；输出端D_f1-R₁-C_f1与D_f2-R₂-C_f2构成交叉箝位缓冲电路。

所述控制器为TMS320F2812芯片。

所述控制器还与输入欠压、过压、过流和过热保护电路连接。

一种光伏高频隔离升压软开关DC/DC变换器的控制方法，它采用不对称移相PWM控制方案，它包括全桥式工作和半桥式工作两种情况。

全桥式工作控制信号特点如图2a所示：(1)超前臂和滞后臂开关管的开通时刻相同，而关断时刻不同；(2)超前臂控制信号脉宽调制，而滞后臂控制信号保持最大脉宽不变。该种工作模式可满足负载大范围内功率调节需求。而半桥式工作控制信号如图2b所示，超前臂已关断，超前臂电容与滞后臂开关管组成半桥式结构，此时仅滞后臂控制信号脉宽调制，以实现轻载微功率调节。

所述移相PWM生成方法步骤为：

(1)在正常输出功率范围内，令控制器自身的寄存器CMPR2的值n₂等于周期寄存器数值n₀，即n₂＝n₀；此时，滞后臂上下两只功率器件互补导通；改变控制器自身的寄存器CMPR1的值n₁，n₁≤n₀，实现超前臂导通脉宽0°～180°变化，从而实现输出功率调节；当n₁＝n₀时超前臂关断；当n₁＝0时，超前臂上下两个功率器件各导通180°，输出功率达到最大；

(2)输出功率由空载或轻载增加过程：首先，先令控制器自身的比较寄存器CMPR1的值等于周期寄存器的值，即n₁＝n₀超前臂关断，调节滞后臂寄存器的值n₂从n₀逐渐减小，滞后臂导通脉宽逐渐增加；当寄存器CMPR2的值n₂等于0时，滞后臂脉宽达到最大；随着输出功率的增加，逐渐减少CMPR1的值n₁，超前臂脉宽逐渐变宽，直到n₁＝0，达到最大导通脉宽；

(3)输出功率由满载或重载到空载减小过程，比较寄存器数值变化与过程(2)反方向变化；先增加CMPR1的值n₁，当n₁＝n₀后再增加CMPR2的值n₂直到n₂＝n₀，此时所有功率器件完全关断。

本发明的有益效果是：提出了一种改进型全桥软开关DC/DC变换器，其高频变压器具有三个副边，其中两个升压绕组用于串联整流实现高电压输出。另一个降压绕组接换流电感和开关K₀：当输出电流断续的轻载工况下，K₀闭合，换流电感提供无功电流以实现超前臂软开关；当输出电流连续时，开关K₀断开，降低了系统换流，实现了全功率范围内变换器的软开关，克服了工频变压器隔离升压带来耗材多、体积大、笨重等不足，显著提高了变换器效率。

为克服传统的移相PWM控制专用芯片(如UC3875，UC3879等)的控制精度和灵活性不高等不足^[11]。实现变换器的高频化、数字化，设计了基于TMS320F2812的全桥移相PWM数字控制系统，简化了外围电路，提高了系统可靠性。

通过详细分析了不对称移相PWM控制情况下变换器的工作原理，给出了具体PWM控制波形的产生方法，实现了全负载范围变换器数字化软开关控制。

工作效率高，运行可靠，具有良好的输出功率调节能力。

该变换器不仅用于光伏并网发电系统，还可以用于燃料电池、小型风力发电、电动汽车蓄电池供电以及回馈型电子负载中的直流升压场合。

附图说明

图1为本发明系统结构图；

图1a为变压器原边的抽头绕组结构示意图；

图1b为变压器副边的抽头绕组结构示意图；

图1c为独立绕组结构示意图；

图2a为全桥式功率大范围调节控制信号图；

图2b为半桥式功率微调控制信号图；

图3主要工作原理波形图；

图4a工作模态1的等效电路；

图4b工作模态2的等效电路；

图4c工作模态2的等效电路；

图4d工作模态3的等效电路；

图5a不对称全桥PWM控制信号图；

图5b半桥式PWM控制信号图；

图6a非对称移相PWM驱动实验波形；

图6b非对称移相PWM驱动实验波形；

图7a软开关实验波形图；

图7b软开关实验波形图；

图7c软开关实验波形图；

图8常规的RCD吸收回路；

图9交叉箝位缓冲电路。

具体实施方式

下面结合附图与实施例对本发明做进一步说明。

图1中，本发明中光伏升压全桥软开关变换器系统结构，包括主电路结构拓扑和控制系统。VT₁和VT₂为超前臂功率开关管，VT₃和VT₄为滞后臂功率开关管，U_g1～U_g4为它们的驱动信号。D_T1～D_T4为开关管寄生的反并联二极管。C₁、C₂为超前臂电容值，且C₁＝C₂＝C_r。D₁～D₈为快速恢复二极管，L_f1、L_f2为输出滤波电感，C_o1、C_o2为输出滤波电容，C_b为阻断电容，L_S为饱和电感。

该系统与传统的全桥逆变电路主要有以下几点区别：(1)采用变压器双副边整流串联结构，满足了后级三相并网逆变器高输入电压的要求，同时降低了副边快恢复二极管耐压等级。(2)在变压器上增加了带有开关和线性电感L_c的换流绕组T₁₂，满足了逆变器全负载范围软开关工作要求。(3)为克服传统移相PWM控制变换器中环路电流大，损耗严重的问题，在变压器的原边串联了阻断电容C_b，同时该电容也有利于提高变压器的抗偏磁能力。

本发明采用TI公司TMS320F2812芯片作为主控制器，主要功能模块包括：最大功率点跟踪、移相PWM的实现，A/D转换，故障保护，键盘与液晶显示。该系统首先将输入、输出电压、电流信号经A/D模块转换成数字量，然后根据最大功率点跟踪控制的需求，调节DSP产生的四路控制信号的开关时间和相位差，并利用脉冲变压器驱动超前臂和滞后臂的功率开关器件。

控制系统中的欠压、过压、过流、过热等保护信号输送给DSP的通用I/O口，以判断其具体的故障类型，同时将这些保护输出信号相与后连接到PDPINTA引脚，以实现故障时硬件保护，快速关断功率开关器件。由CAN模块实现与上位远程数据通讯；SCI通讯模块完成现场操作控制和液晶显示。

本发明的工作原理为：经典的移相PWM控制是通过调节超前臂和滞后臂导通脉宽相移，实现输出功率调节，而超前臂和滞后臂脉冲宽度不调节(阮新波，严仰光.脉宽调制DC/DC全桥变换器的软开关技术[M].北京：科学出版社，2001.；赵振民，岳云涛.一种基于UC3879控制的全桥软开关DC/DC变换器[J].电力电子技术，2005，39(3)：107-110.)。本发明给出了一种新的不对称移相PWM控制方案，它包括全桥式工作和半桥式工作两种情况。

全桥式工作控制信号特点如图2a所示：(1)超前臂和滞后臂开关管的开通时刻相同，而关断时刻不同；(2)超前臂控制信号脉宽调制，而滞后臂控制信号保持最大脉宽不变。该种工作模式可满足负载大范围内功率调节需求。而半桥式工作控制信号如图2b所示，超前臂已关断，超前臂电容与滞后臂开关管组成半桥式结构，此时仅滞后臂控制信号脉宽调制，以实现轻载微功率调节。

新型全桥软开关逆变器的具体工作原理如下：设变压器的原边与单个整流绕组匝数比为1∶n(n＞1)，与换流绕组匝比为1∶m(m＜1)，换流电感量为L_o，开关周期为T，导通时间为T_on，则占空比D＝T_on/T。为便于分析，假设：所有器件均为理想器件；阻断电容值C_b＞＞C_r；输出侧的两个整流电路器件参数一致，工作模态相同，分析时只考虑单个整流电路情况。

在全桥逆变器一个开关周期中，变压器正负半周期内电路的工作情况相同，为保证系统轻载时软开关工作，现以控制开关K₀闭合，正半周期工作为例说明，其主要工作波形如图3所示。

(1)[t₁～t₂]阶段：VT₁和VT₄零电流导通

假设系统已经稳定工作，t₁时刻：VT₁和VT₄同时导通，变压器的电流回路如图4a所示。此时加在变压器漏感、换流电感折合到原边的等效电感及饱和电感上的电压值为(V_in+V_Cb)，原边的电流从零开始增加。由于饱和电感对电流变化的抑制作用，开关器件VT₁、VT₄为零电流开通。当电流超过饱和电感的饱和值时，饱和电感相当于短路，原边的电流迅速增加。

在此阶段，饱和电感为开关器件零电流开通提供了充分条件，同时也产生一点占空比损失。为减少占空比损失和励磁损耗，通常选择导磁率矩形性能好的铁氧体材料作为饱和电感磁芯。

在[t₁～t₂]期间：变压器原边串联电容C_b的电压由反向最大值正向增加。由于变压器的原边电流i_p较大，饱和电感L_S处于短路状态，快恢复二极管D₁和D₄导通，换流电感电流从最大反向电流开始正向线性增加。

换流电感电流：

$i_{\mathrm{Lc}}\left(t\right)=\frac{1}{L_c}{\∫}_{t_1}^{t_2}m*u_1\left(t\right)\mathrm{dt}---\left(1\right)$

其中，i_Lc(t₁)为负峰值电流。

设变压器漏感为L_l1，则在变压器的原边电压作用下，线性增加的漏感电流为：

$i_{l1}\left(t\right)=\frac{1}{L_{l1}}{\∫}_{t_1}^{t_2}{u}_1\left(t\right)\mathrm{dt}---\left(2\right)$

其中，i_l1(t₁)为漏感的负峰值电流。

输出滤波电感L_f较大，在一个开关周期中输出电流I_o为恒值。因此，原边的电流包括换流电感电流i_Lc、输出电流I_o的折算值以及变压器漏感电流i_l1之和，即

i_P(t)＝2*n*I_o+m*i_Lc(t)+i_l1(t)    (3)

阻断电容电压：

$u_{\mathrm{cb}}\left(t\right)=\frac{1}{C_b}{\∫}_{t_1}^{t_2}{i}_p\left(t\right)\mathrm{dt}$

其中，u_cb(t₁)为其负峰值电压；

变压器原边电压：u₁(t)＝U_in-u_cb(t)。

(2)[t₁～t₃]阶段：VT₁为零电压关断，VT₄仍导通

如图4b所示，在t₂时刻，VT₁开始关断，变压器的原边电流从VT₁转移到C₁和C₂支路：C₁开始充电，电压值从零开始线性上升，因此VT₁为零电压关断；C₂开始放电，其电压线性下降。超前臂电容电压的变化率与负载电流有关，负载电流越大，上升速度越快。注意：为保证VT₁为零电压关断，需根据最大负载电流和开关管的关断时间确定超前臂电容值。

快恢复二极管D₁和D₄仍然导通，输出电流I_o近似恒流。阻断电容电压v_cb不断升高，原边电流迅速地衰减，有效克服了传统移相PWM控制带来的环流损耗大的问题。阻断电容C_b电压为：

$v_{\mathrm{Cb}}\left(t\right)=V_{\mathrm{Cb}}\left(t_2\right)+i_P\·\frac{t-t_2}{C_b}---\left(4\right)$

超前臂并联的谐振电容电压：

$v_{C_1}\left(t\right)=\frac{I_P}{2C_r}(t-t_2)---\left(5\right)$

$v_{C_2}\left(t\right)=U_{\mathrm{in}}-\frac{i_P}{2C_r}(t-t_2)---\left(6\right)$

在[t₂～t₃]期间，电容C_b与超前臂电容C₁、C₂和变压器漏感及换流电感折算到原边的等效电感L_r，形成LC串联谐振回路，如图4c所示，谐振频率为

周期应小于0.5T_d，其中T_d为死区时间；C_e为回路等效电容，即C_e＝(C₁+C₂)*C_b/(C₁+C₂+C_b)。

(3)二极管DT₂续流，VT₄关断

如图4d所示，超前臂电容C₁的电压经L_rC_e谐振很快上升到输入电压U_in，C₂电压下降到零。此后由二极管D_T2续流，饱和电感仍然饱和，D_T2-C_b-L_r-VT₄形成回路。此时，变压器原边被短路，整流二极管D₁～D₄全部导通，为负载输出电流提供通路。

在t₃时刻，由于阻断电容对原边电流的衰减作用，当电流降至零将要反向时，饱和电感退出饱和，原边相当于开路，开关管VT₄零电流关断。

(4)[t₃～t₄]阶段：开关管工作“死区”

在[t₃～t₄]期间，如图4e所示，由于变压器漏感和饱和电感的作用，变压器的原边电流很小，几乎开路。阻断电容电压不变，快恢复整流二极管全部导通，变压器原、副边电压为零，换流电感的电流基本不变。

在下半个工作周期，首先VT₂和VT₃零电流开通，然后超前臂开关管VT₂零电压关断，接着VT₃零电流关断，死区阶段之后VT₁和VT₄同时零电流开通，工作过程与上半周期相同。

当负载输出电流I_o大于设定值I_G且电流连续时，开关K₀断开，系统的软开关工作过程分析与带电感时相同，只是换流电感不工作。I_G的大小取决于超前臂电容充放电状况，即要保证超前臂开关管开通之前其两端并联的电容电压为零。

(5)半桥式逆变工作模态

在负载轻载的情况下，超前臂开关管关断。超前臂电容和滞后臂开关管组成半桥式电路，实现功率的微调。在半桥式工作模态下，由于饱和电感的电流开关作用和阻断电容对原边电流的衰减作用，滞后臂开关器件仍为零电流开关。

由此可见，基于不对称移相PWM控制策略的改进型逆变器，能够在全功率范围内实现功率开关器件的软开关。

本发明中TMS320F2812是TI公司推出的32位数字信号处理器，专门为工业自动化、电力电子控制而设计，其处理能力可达到150MIPS。芯片内部包含两个事件管理器EVA和EVB模块，每个事件管理器包括2个通用定时器、3个全比较单元、8路PWM输出、3个捕获单元(苏奎峰，吕强.TMS320F2812原理与开发[M].北京：电子工业出版社，2005.)。

利用DSP实现移相PWM波形的常用方法：目前，利用DSP实现移相PWM控制方法包括修改计数器初值法，硬件添加法。修改计数器初值法(Kim E.S.，Kim T.J.，Byun Y.B.，KooT.G.High power full-bridge DC/DC converter using digital-to-phase-shift PWM circuit[J].Instituteof Electrical and Electronics Engineers Inc.，2001，1：221-225.)，即先设T1CNT初值为x₀，T3CNT初值设为0，通过控制算法计算移相角并根据移相角修改x₀的值来实现移相PWM控制，该方法需要利用两个事件管理器。硬件添加法，主要有DSP+CPLD法(陈刚，张勇，王瑞，马铁军.基于DSP的逆变点焊电源移相PWM控制研究[J].电焊机，2006，36(9)：22-25.)和DSP+D触发器法(Eun-Soo Kim，Tae-Jin Kim，Young-Bok Byun，Tae-Geun Koo.High powerfull bridge DC/DC convener using digital-to-phase-shift PWM circuit[R].IEEE APEC 2002.)，前者由DSP产生两路可以移相的脉冲信号，通过CPLD对相应的控制脉冲信号反相得到另两路控制信号；后者采用DSP芯片和外加多个D触发器产生移相脉冲信号。可见，硬件添加法需要添加更加复杂的电路，实现过程较麻烦。

本发明利用定时器比较功能实现移相PWM，据改进型软开关逆变器的工作原理，给出了一种基于TMS320F2812的不对称移相PWM控制方案，如图5a、图5b所示。

它是利用定时器比较中断功能实现逆变器软开关工作所需的四路移相PWM控制信号。首先选择比较单元的互补输出U_g1、U_g2作为超前臂的驱动信号，U_g3、U_g4作为滞后臂的驱动信号。然后设置通用定时器T₁的计数方式为连续减计数模式，死区控制寄存器DBTCONA设定所需要的死区时间，周期寄存器装入所需要PWM载波周期的值n₀，COMCONA寄存器使能比较操作，使能完全比较器。在调制过程中n₀保持不变，并设定CMPR1＝n₁，CMPR2＝n₂，在PWM周期中断中，改变n₁和n₂值以调整PWM移相控制信号的占空比。

在忽略死区时间情况下，不对称移相PWM控制信号的具体实现方法如下：

(1)正常输出功率范围内，令寄存器CMPR2的值n₂等于周期寄存器数值n₀，即n₂＝n₀。此时，滞后臂上下两只功率器件互补导通。改变n₁值(n₁≤n₀)可实现超前臂导通脉宽0°～180°变化，从而实现输出功率调节。当n₁＝n₀时超前臂关断；当n₁＝0时，超前臂上下两个功率器件各导通180°，输出功率达到最大。

(2)输出功率由空载或轻载增加过程：首先，先令比较寄存器CMPR1的值等于周期寄存器的值，即n₁＝n₀超前臂关断，调节滞后臂寄存器的值n₂从n₀逐渐减小，滞后臂导通脉宽逐渐增加。当寄存器CMPR2的值n₂等于0时，滞后臂脉宽达到最大。随着输出功率的增加，逐渐减少CMPR1的值n₁，超前臂脉宽逐渐变宽，直到n₁＝0，达到最大导通脉宽。

(3)输出功率由满载或重载到空载减小过程，比较寄存器数值变化与过程(2)反方向变化。先增加CMPR1的值n₁，当n₁＝n₀后再增加CMPR2的值n₂直到n₂＝n₀，此时所有功率器件完全关断。

由此可见，在实现不对称四路移相PWM信号产生过程中，只需一个事件管理器产生，而不需添加任何硬件，因而提高了系统可靠性。

图6a、图6b为PWM信号的脉冲变压器驱动波形，开关频率20kHz，死区时间t＝4μs。

全桥模式工作的驱动信号如图6a所示，U_g1和U_g2脉宽调制改变输出功率，而U_g3和U_g4脉冲宽度为最大不变。半桥式工作的驱动信号如图6b所示，U_g1和U_g2全为零电平，即超前臂已关断；U_g3和U_g4脉宽调制改变输出功率。

试验测试结果：

全桥DC/DC变换器由三相380VAC交流电经调压整流后得到输入电压200-300VDC进行实验。输出电压600～700VDC连续可调，开关频率20kHz，功率10kW。开关管VT₁～VT₄采用EUPEC公司的IGBT功率模块型号为BSM200GB60DLC，快恢复整流二极管采用APT30D100K。

超前臂与滞后臂的软开关工作波形如图7a～c所示，U_g1，U_g4分别超前臂和滞后臂驱动电压波形；曲线i_p为变压器原边电流波形；曲线U_ce1，U_ce4分别为超前臂功率器件电压和滞后臂功率器件电压波形，U_o为输出电压波形；曲线v_cb为变压器原边串联阻断电容电压波形；曲线i_Lc为换流电感的电流波形。

由图7a可以看出，超前臂V_T1开通时刻电流为零，关断时变压器的原边电流给超前臂并联的电容充电，电容的初始电压为零，因此V_T1为零电压关断。图7b可以看出滞后臂V_T4开通和关断时刻，变压器的原边电流为零，因此滞后臂为零电流开关。图7c可以看出轻载时半桥式逆变工作模式下，滞后臂功率开关器件仍为零电流开通、零电流关断。由于超前臂并联的电容容量较小，变压器的原边电流i_p变化不大呈三角波。

在空载或轻载工况下可满足逆变器软开关要求，但由于电焊机的辅助电感工况与光伏发电中的工况有明显不同：(1)带换流电感的变压器绕组匝数与二次整流绕组匝数相同，二者可以共用，而本系统不能共用，两者匝数不相同；(2)电焊机中的换流电感不能断开，而所申请光伏发电系统的换流电感与开关K₀串联，当电流连续时开关K₀断开。

(1)开关K₀的必要性：

变压器的换流电感电流(较大)：一方面，线圈铜损和磁芯磁滞损耗增加，另一方面，变压器原边电流增加，引起功率开关器件通态损耗增加。

(2)开关K₀的选择：

当输出电流连续的情况下，超前臂电容换流完全，开关K₀断开，可消除换流电感引起的无为损耗。由于光伏电池特性决定的输出功率变化速度较慢(秒级)，该开关采用电子继电器，由控制板根据输出电流的情况进行控制。

(3)输出端交叉箝位缓冲电路必要性论证

两个输出整流串联，提高输出电压以满足三相光伏并网所需的高直流电压(约700V)，可以有效降低对输出快恢复整流二极管的耐压。为抑制二极管D₁～D₈反向恢复阶段由于其结电容与线路电感高频振荡引起的电压尖峰，常采用RCD吸收回路如图8。为不影响系统的正常工作，该电容电压应刚好控制在二极管电压安全工作区800V(额定电压为1200V的快恢复二极管)为佳。每个开关周期C_f1吸收的高频振荡能量应及时释放，以免电压持续增加损坏二极管。图8所示，电阻R₁位于电容C_f1和输出电容C₀₁之间，R₁*C_f1的充放电频率为开关频率的2倍。

单个输出整流器输出电压为：

0.5U_o＝0.5*700＝350V，

因此，缓冲电容电压变化为：

dU＝800-350＝450V，

则缓冲电容充放电功率为

P_c＝1/2*C*dU^2*2*f＝k*C*dU^2

可见放电电阻功率为

P_r＝P_c＝k*C*dU^2

为保证二极管D₁～D₈的峰值电压工作在安全工作区，又降低电阻R₁和R₂的功耗，需减少电容电压波动范围，提出了交叉箝位连接方式如图9所示。

电容电压C_f两端电压波动范围为：

dU＝800-700＝100V

与交叉前比较，放电电阻功率比为

P_1r/P_2r＝450^2/100^2＝2025

可见，功耗仅为两个整流电路简单串联的二十分之一。

(4)电感L1和L2为耦合电感

电感L1和L2为耦合电感，两者共用一个磁芯，滤波效果不变的情况下，有效减少了磁芯的数量，降低了系统成本和体积。

Claims (5)

1.一种光伏高频隔离升压软开关DC/DC变换器，它包括高频变压器，其原边设有移相PWM控制变换器，其特征是，所述高频变压器设有三个副边，其中两个副边采用全桥电路串联连接进行整流以输出高电压，它们的输出端与输出电压、电流采样电路连接，输出电压、电流采样电路与控制器连接，控制器的移相输出端与隔离驱动电路连接，隔离驱动电路则与原边的移相PWM控制变换器连接，在原边的移相PWM控制变换器设有串联的阻断电容C_b和饱和电感L_S；第三个副边为降压绕组串联换流电感和开关K₀；

所述移相PWM控制变换器为与光伏电池并联的全桥电路，它由带反并联二极管的功率开关管VT₁、VT₂串联组成超前臂，带反并联二极管的功率开关管VT₃、VT₄串联组成滞后臂；其中， VT₁、VT₂分别与电容C₁和C₂并联；滞后臂功率开关管不并联电容，阻断电容C_b和饱和电感L_S与高频变压器原边串联；

所述副边中一个全桥整流电路由快速恢复二极管D₁-D₄组成，该整流电路的输出端并联串接的二极管D_f1、电容C_f1；一个输出端再经滤波电感L_f1后与该全桥电路的另一输出端与输出滤波电容C_o1并联；电阻R₁的一端与D_f1和C_f1的公共连接点相连，另一端与滤波电容C_o2低压端相连；

第二个全桥整流电路由快速恢复二极管D₅-D₈组成，该整流电路的输出端并联串接的二极管D_f2、电容C_f2，一个输出端再经滤波电感L_f2后与该全桥电路的另一输出端与输出滤波电容C_o2并联；电阻R₂的一端与D_f2和C_f2的公共连接点相连，另一端与滤波电容C_o1高压端相连；

滤波电感L_f1和滤波电感L_f2为耦合电感共用一个磁芯；输出端D_f1-R₁-C_f1与D_f2-R₂-C_f2构成交叉箝位缓冲电路。

2.如权利要求1所述的光伏高频隔离升压软开关DC/DC变换器，其特征是，串联换流电感和开关K₀的降压绕组，其表现形式有三种：第一种为变压器原边的抽头绕组；第二种为变压器副边的抽头绕组；第三种为独立绕组。

3.如权利要求1所述的光伏高频隔离升压软开关DC/DC变换器，其特征是，所述控制器核心处理器为TMS320F2812芯片。

4.如权利要求1或3所述的光伏高频隔离升压软开关DC/DC变换器，其特征是，所述控制器还与输入欠压、过压、过流和过热保护电路连接。

5.一种权利要求1所述的光伏高频隔离升压软开关DC/DC变换器的控制方法，其特征是，它采用不对称移相PWM控制方式，步骤为：

（1）在正常输出功率范围内，令控制器自身的寄存器CMPR2的值n ₂等于周期寄存器数值n ₀，即n ₂=n ₀；此时，滞后臂上下两只功率器件互补导通；改变控制器自身的寄存器CMPR1的值n ₁，n ₁≤n ₀，实现超前臂导通脉宽0°~180°变化，从而实现输出功率调节；当n ₁= n ₀时超前臂关断；当n ₁=0时，超前臂上下两个功率器件各导通180°，输出功率达到最大；

（2）输出功率由空载或轻载增加过程：首先，先令控制器自身的比较寄存器CMPR1的值等于周期寄存器的值，即n ₁=n ₀超前臂关断，调节滞后臂寄存器的值n ₂从n ₀逐渐减小，滞后臂导通脉宽逐渐增加；当寄存器CMPR2的值n ₂等于0时，滞后臂脉宽达到最大；随着输出功率的增加，逐渐减少CMPR1的值n ₁，超前臂脉宽逐渐变宽，直到n ₁=0，达到最大导通脉宽；

（3）输出功率由满载或重载到空载减小过程，比较寄存器数值变化与过程(2)反方向变化；先增加CMPR1的值n ₁，当n ₁=n ₀后再增加CMPR2的值n ₂直到n ₂=n ₀，此时所有功率器件完全关断。

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