TWI601367B - A DC-DC Converter Based on Load Current Modulation Full-Bridge Control Mode - Google Patents

Description

一種依負載電流調變全橋控制模式之直流-直流轉換器

本發明係有關於直流-直流轉換器，特別是關於一種依負載電流調變全橋控制模式之直流-直流轉換器。

當切換式電源供應器的功率開關進行切換時，若開關上的電壓和電流有重疊區域就被稱為硬切換(Hard Switching)，硬切換會造成較高的切換損失並且會產生熱導致效率降低及電磁干擾問題，而功率元件在切換時的電壓和電流重疊區域面積即為切換損失。若切換式電源供應器之功率開關進行切換時開關上的電壓和電流沒有重疊則被稱為軟切換(Soft Switching)，軟切換可降低因開關上的電壓和電流重疊所造成的切換損，進而有效提升切換式電源供應器的整體效率和能量密度。為了在開關上的電壓和電流沒有重疊的情況下切換功率開關，零電壓切換(Zero Voltage Switching, ZVS) 、零電流切換(Zero Current Switching, ZCS)等具軟切換特性的技術被廣泛地討論與應用。在具軟切換特性之轉換器中，相移式全橋轉換器以及非對稱全橋轉換器皆具有零電壓切換特性的優點，在功率開關導通前，功率開關上的跨壓 V _ds 會先被降為0V，使得導通時功率開關上的 V _ds 與 I _d 重疊面積為零，因此可有效減少切換損失。 現今科技快速發展，在雲端伺服器、通訊、醫療等領域中對於分散式高效率電源皆有強勁的需求，交換式電源供應器為了要符合高功率密度、高效率的需求，模組化及諧振式電路的使用已成為未來的發展趨勢，為了將電源體積小型化，可藉由提高切換頻率來減少磁性元件體積。數位控制技術主要優勢為數位控制器具有可程式化的特色，設計者可直接修改控制法則或策略，以應用於不同規格下的電源需求，亦可加入更複雜的智慧型演算法以精確地進行電源管理與監控，同時可避免類比電路因元件老化、溫升造成參數值飄移而導致系統不穩定問題。

相移全橋轉換器雖擁有許多優點，但在輕載時不容易達成零電壓切換，且因控制方式造成電路有環流損失，導致相移式全橋轉換器在輕載時效率不佳；另外，相移式全橋轉換器因落後臂不容易達成零電壓切換之條件，於是有文獻提出將落後臂的功率開關改為IGBT使其較容易達成ZCS，降低落後臂的切換損失。也有文獻分析計算相移全橋達成ZVS以及ZCS所需之諧振電感感值。此外，因相移式全橋落後臂較不容易達成零電壓切換之條件，切換損失會轉換為熱能殘留在落後臂開關上，導致落後臂的溫度較高，因此有研究提出改變相移的控制方式讓領先臂及落後臂互相交換，不讓領先臂固定為某兩顆開關以達成開關的溫度平衡。由於數位控制相較於類比控制擁有容易改變控制方式以及不易受到元件老化影響等優點，於是有文獻提出數位控制之全橋相移轉換器，並說明全橋相移轉換器之相移控制方法。另外上、下橋開關間之盲時除安全考量外，亦對全橋相移轉換器輕載時能否達成ZVS操作與重載時之功耗有很大影響，故有文獻提出變動盲時時間技術來改善相移式全橋轉換器在輕載時不容易達成零電壓切換之條件的缺點，在輕載時增加盲時時間，讓功率開關能更容易達成零電壓切換；在重載時減少盲時時間，縮短本體二極體導通時間以減少導通損失。除了相移式全橋轉換器，非對稱全橋轉換器也擁有軟切換之特性，也有文獻介紹了非對稱全橋轉換器並分析其各個操作模式的電路動作。

然而，本領域仍亟需不論在輕載或重載時皆可提供高轉換效率之全橋直流-直流轉換器。

本發明之主要目的在於提供一種相移式全橋轉換器，其可以數位控制的方式根據負載大、小切換不同的操作模式，從而優化轉換效率。

為達到上述目的，一種依負載電流調變全橋控制模式之直流-直流轉換器乃被提出，其具有：

一全橋式開關電路，具有二輸入端以與一直流輸入電壓耦接，四控制端以分別與一第一控制信號、一第二控制信號、一第三控制信號、以及一第四控制信號耦接，且該第一控制信號係與該第二控制信號的作用電位互補且該第三控制信號係與該第四控制信號的作用電位互補；

一變壓器單元，具有一諧振電感及一變壓器，該變壓器具有一第一線圈及一第二線圈，且該諧振電感之一端係與該全橋式開關電路之一輸出端耦接，另一端則經由該第一線圈耦接至該全橋式開關電路之另一輸出端；

一橋式整流電路，具有二輸入端以與該第二線圈耦接；

一電感-電容濾波電路，與該橋式整流電路之二輸出端耦接以提供一直流輸出電壓及一輸出電流至一負載；

一回授電路，用以依該直流輸出電壓及該輸出電流分別產生一電壓回授信號及一電流回授信號；以及

一控制單元，儲存有一韌體程式，用以執行一控制信號產生程序，該控制信號產生程序包含藉由一比例-積分-微分運算調整該第一控制信號和該第三控制信號間之一相移角以產生該第一控制信號、該第二控制信號、該第三控制信號、以及該第四控制信號，其中，該控制信號產生程序係依該電壓回授信號調整該相移角，且該控制信號產生程序係在該電流回授信號小於一第一預設值時提供一突衝模式，在該電流回授信號大於該第一預設值且小於一第二預設值時提供一可變盲時相移全橋模式，以及在該電流回授信號大於該第二預設值時提供一可變盲時非對稱全橋模式。

在一實施例中，該全橋式開關電路包含四顆功率開關。

在一實施例中，該控制信號產生程序包含一類比至數位轉換運算。

在一實施例中，該控制信號產生程序進一步包含一濾波運算。

在一實施例中，該控制單元包含一脈波寬度調變模組以提供該第一控制信號、該第二控制信號、該第三控制信號、以及該第四控制信號。

為使　貴審查委員能進一步瞭解本發明之結構、特徵及其目的，茲附以圖式及較佳具體實施例之詳細說明如后。

請參照圖1，其繪示本發明之依負載電流調變全橋控制模式之直流-直流轉換器之一實施例。如圖1所示，該直流-直流轉換器具有一全橋式開關電路100、一變壓器單元110、一橋式整流電路120、一電感-電容濾波電路130、一回授電路140、以及一控制單元150。

全橋式開關電路100，可由四顆功率開關構成，具有二輸入端A、B以與一輸入電壓V _in耦接；四控制端以分別與一第一控制信號S ₁、一第二控制信號S ₂、一第三控制信號S ₃、以及一第四控制信號S ₄耦接，且該第一控制信號S ₁係與該第二控制信號S ₂的作用電位互補且該第三控制信號S ₃係與該第四控制信號S ₄的作用電位互補；以及二輸出端C、D，其中輸出端C係與一直流隔離電容100a 之一端耦接。

變壓器單元110具有一諧振電感111及一變壓器112，該變壓器112具有一第一線圈及一第二線圈，且該諧振電感111之一端係與該直流隔離電容100a 之另一端耦接，另一端則經由該第一線圈耦接至該全橋式開關電路100之另一輸出端D。

橋式整流電路120具有二輸入端以與變壓器單元110之所述第二線圈耦接。

電感-電容濾波電路130係與該橋式整流電路120之二輸出端耦接以提供一輸出電壓V _O及一輸出電流I _O至一負載200。

回授電路140係用以依該輸出電壓V _O及該輸出電流I _O分別產生一電壓回授信號S _V及一電流回授信號S _I。

控制單元150儲存有一韌體程式，係用以執行一控制信號產生程序，包含一類比至數位轉換單元151、一濾波運算單元152、一比例-積分-微分運算單元153、一脈衝寬度調變運算單元154、以及一驅動單元155。

類比至數位轉換單元151係用以對電壓回授信號S _V或及電流回授信號S _I執行一類比至數位轉換運算；濾波運算單元152係用以對類比至數位轉換單元151之輸出執行一濾波運算；比例-積分-微分運算單元153係用以調整該第一控制信號S ₁和該第三控制信號S ₃間之一相移角以驅動該全橋式開關電路100；脈衝寬度調變運算單元154係用以提供該第一控制信號、該第二控制信號、該第三控制信號、以及該第四控制信號，其中，該控制信號產生程序係依該電壓回授信號S _V調整該相移角，且該控制信號產生程序係在該電流回授信號S _I小於一第一預設值時提供一突衝模式，在該電流回授信號S _I大於該第一預設值且小於一第二預設值時提供一可變盲時相移全橋模式，以及在該電流回授信號S _I大於該第二預設值時提供一可變盲時非對稱全橋模式。依此，本發明即可根據負載大小切換不同的工作模式，從而提升電源轉換效率。

以下將對本發明的原理做詳細說明。

中、高功率隔離型電源轉換器的初級側依照轉換器輸入規格可選擇推挽式轉換(Push Pull)、半橋式轉換(Half-Bridge)或全橋式轉換(Full-Bridge)，次級側依照轉換器輸出規格則可選擇中間抽頭整流、全橋整流、電壓倍增整流或電流倍增整流，以應用於各種場合。

電路架構與調變控制方法：

功率級電路：

本發明之全橋轉換器電路架構如圖2所示，初級側由 S ₁、 S ₂、 S ₃、 S ₄四個功率開關組成全橋架構， C _{S 1}、 C _{S 2}、 C _{S 3}、 C _{S 4}為功率開關的寄生電容， D _{S 1}、 D _{S 2}、 D _{S 3}、 D _{S 4}為功率開關的本體二極體(Body Diode)，其中 S ₁與 S ₂及 S ₃與 S ₄不可同時導通。諧振電感 L _r 係用以使初級側功率開關容易達成零電壓切換，而直流隔離電容 C _B 則係為了避免變壓器上含有直流成份導致變壓器飽和。主變壓器負責初級與次級側之電壓轉換與能量傳遞。次級側採用電流倍增整流電路，其中 D ₁、 D ₂為蕭特基整流二極體， L ₁、 L ₂為輸出濾波電感， C _o 為輸出濾波電容。次級側將電壓進行整流之後再經由輸出濾波電感 L ₁、 L ₂與輸出濾波電容 C _o 進行濾波便可得到一穩定的直流電壓。表1為本案所採之一電路規格。

表1. 電路規格 <TABLE border="1" borderColor="#000000" width="85%"><TBODY><tr><td> 輸入電壓(<i>V_in</i>) </td><td> 380 V_dc</td></tr><tr><td> 輸出電壓(<i>V_out</i>) </td><td> 24 V_dc</td></tr><tr><td> 輸出電流(<i>I_out</i>) </td><td> 1 A~20 A </td></tr><tr><td> 輸出功率(<i>P_out</i>) </td><td> 480 W </td></tr><tr><td> 切換頻率(<i>F_s</i>) </td><td> 75 <i>k</i>Hz </td></tr><tr><td> 非對稱脈波寬度調變控制滿載有效工作週期(<i>D_eff</i>) </td><td> 0.27 </td></tr><tr><td> 預期效率(<i>η</i>) </td><td> 90%以上 </td></tr></TBODY></TABLE>

調變 控制方法：

非對稱脈波寬度調變：

非對稱脈波寬度調變之控制方法是由一般傳統全橋轉換器演變而成， S ₁與 S ₂及 S ₃與 S ₄之間存在一個盲時時間以避免其同時導通，其控制方法為調整功率開關 S ₁、 S ₄與 S ₂、 S ₃之工作週期大小，且 S ₁、 S ₂間與 S ₃、 S ₄間為互補關係。當功率開關 S ₁、 S ₄的工作週期大小為D， S ₂、 S ₃的工作週期大小就是1-D，再透過 S ₁、 S ₂與 S ₃、 S ₄間的盲時時間，利用變壓器的漏感及諧振電感和功率開關上的雜散電容產生諧振，使得功率開關導通前功率開關上的跨壓降至0V即可達到零電壓切換以提升電路效率。此調變控制的優點為可降低功率開關切換時的應力，同時也不需要外加緩振電路(Snubber)來降低切換的損失及電磁干擾，其開關的調變控制方法如圖3所示。圖4為非對稱脈波寬度調變全橋轉換器的操作模式時序圖，其包括初級側功率開關 S ₁~ S ₄的控制訊號、變壓器一次側電流 i _p 、電壓 V _p 及輸出電感電流 i _{L 1}、 i _{L 2}之理想波形。一個切換週期共分八個操作模式，由時序圖可知 S ₁、 S ₂間與 S ₃、 S ₄間存在盲時時間 t ₁~ t ₃與 t ₅~ t ₇，在此盲時時間，變壓器的漏感及諧振電感和功率開關上的雜散電容產生諧振，使得功率開關導通前功率開關上的跨壓降為0V即可達到零電壓切換。

相移式全橋調變控制：

相移式全橋轉換器之控制方法主要由一般傳統全橋轉換器演變而成，其控制方式為固定頻率並固定工作週期為 ，兩臂的訊號會錯開一個相位。由於在功率開關 S ₁、 S ₄與 S ₂、 S ₃的導通部份重疊處才會有輸入電壓落於變壓器上，故可利用此相位來控制初級側的能量傳送時間。 S ₁、 S ₂間與 S ₃、 S ₄間為互補關係，並需加入一段盲時時間。由於在 S ₁、 S ₂間與 S ₃、 S ₄間的盲時時間時，變壓器的漏感及諧振電感和功率開關上的雜散電容會產生諧振，使得功率開關導通前功率開關上的跨壓會先降為0V，因此可達到零電壓切換，提升電路效率。此控制方法的優點不但可以降低功率開關切換時的應力，同時也不需要外加緩振電路(Snubber)，因此切換損失及電磁干擾均可降低，其開關調變控制方法如圖5所示。

圖6為相移式全橋調變轉換器的操作模式時序圖，其包括初級側功率開關 S ₁~ S ₄的控制訊號、變壓器一次側電流 i _p 、電壓 V _p 及輸出電感電流 i _{L 1}、 i _{L 2}之理想波形。由時序圖可知 S ₁、 S ₂間與 S ₃、 S ₄間存在盲時時間 t ₁~ t ₃與 t ₄~ t ₅，在此盲時時間，變壓器的漏感及諧振電感和功率開關上的雜散電容產生諧振，使得功率開關導通前功率開關上的跨壓降為0V即可達到零電壓切換。相移式全橋轉換器在一個切換週期裡有十二個操作模式，但因正半週期及負半週期為對稱，故一般只分析正半週期的操作模式。

全橋轉換器效率提升技術：

非對稱脈波寬度調變控制以及相移式控制皆是藉由諧振電感與功率開關的寄生電容諧振來達成零電壓切換，然而在輕載時會因為諧振電流太小而無法達成零電壓切換，導致輕載的效率較差，再加上因換相所造成的次級側導通率損失以及相移式控制所造成的初級側循環能量損失，這些都是需要改善的問題。本節將介紹全橋轉換器各式控制方法之缺點並且介紹針對這些缺點所提出的改善方法及改良型電路。

非對稱脈波寬度調變控制方法之缺點：

非對稱脈波寬度調變控制的零電壓切換條件較難達成 。非對稱脈波寬度調變控制的零電壓切換條件可表示為方程式(1)、(2)，而相移式控制領先臂的零電壓切換條件可表示為方程式(3)，落後臂的零電壓切換條件則可表示為方程式(4)。比較方程式(1)、(2)與方程式(3)、(4)可得知非對稱脈波寬度調變控制較相移式控制難達成零電壓切換之條件。

(1)

(2)

(3)

(4)

其中(1)、(2)式之 t ₂、 t ₆為圖4非對稱脈波寬度調變操作模式時序圖之 t ₂、 t ₆；而(3)、(4)式之 t ₂、 t ₄為圖6相移式全橋調變操作模式時序圖之 t ₂、 t ₄。

次級側導通率損失：

在諧振區間結束後因初級側電流 i _p 不足以提供次級側所需的能量，變壓器等同於短路而不傳遞能量，輸入電壓跨在變壓器的漏感上，使得初級側電流呈現線性下降，直到初級側電流的絕對值等於輸出電感電流反射回初級側的電流時，變壓器才恢復能量傳遞的狀態，此段區間定義為導通率損失。

非對稱脈波寬度調變控制的電壓增益可表示為

(5)

其中 N為變壓器的匝數比，責任週期 D可表示為

(6)

其中 D _eff 為有效責任週期，D D為次級側發生導通率損失之區間責任週期。

圖7為非對稱脈波寬度調變控制次級側導通率損失之示意圖，如圖7所示， t ₃~ t ₄、 t ₇~ t ₈為導通率損失的時間，其導通率損失D D可求得如下：

(7)

將非對稱脈波寬度調變控制各時間點之初級側電流

,

代入(7)可 (8)

由(8)式可知，D D會隨著 L _r 增加而增加，所以增加諧振電感後雖然可使初級側開關在輕載時容易達成零電壓切換，但也會讓次級側導通率損失增加，導致重載時輸出電壓無法穩定。

相移式控制方法之缺點：

次級側導通率損失：

相移調變在落後臂諧振區間結束後，因初級側電流 i _p 不足以提供次級側所需的能量，變壓器等同於短路而不傳遞能量，輸入電壓跨在變壓器的漏感上，使得初級側電流呈現線性下降，直到初級側電流的絕對值等於輸出電感電流反射回初級側的電流時，變壓器才恢復能量傳遞的狀態，此段區間定義為導通率損失。相移式控制的電壓增益可表示為 (9)

其中 N為變壓器的匝數比。圖8為相移調變控制次級側導通率損失之示意圖， t ₅~ t ₆為導通率損失的時間，其導通率損失D D可求得如下：

(10)

將相移調變控制各時間點之初級側電流

代入(10)可得 (11)

由(11)式可知，D D會隨著 L _r 增加而增加，所以增加諧振電感後雖然可使初級側開關在輕載時容易達成零電壓切換，但也會使得次級側導通率損失增加，導致重載時輸出電壓無法穩定。

初級側循環電流能量損失：

圖9為相移調變控制在模式四(圖6之 t ₃≤ t＜ t ₄區間)時考慮功率開關、變壓器以及線路上的等效阻抗之等效電路。在模式四中，功率開關 S ₁與 S ₃導通，變壓器初級側電壓 V _AB 相當於0V，此區間變壓器不傳遞能量，而初級側電流 i _p 仍然在 S ₁與 S ₃兩個開關之間環流，能量會消耗在功率開關、變壓器以及線路上的等效阻抗上，而在這阻抗上所造成的壓降會使得初級側電流呈現線性下降。此模式會造成能量的損失，也會導致落後臂更不容易達到零電壓切換。

輕載時無法 達到零電壓切換：

領先臂諧振主要利用初級側諧振電感 L _r 與諧振電容 C _r2 產生諧振， C _r2 是由 C _{S 3}、 C _{S 4}與 (變壓器雜散電容)所組成，其中 C _{S 3}、 C _{S 4}為並聯狀態，(12)式為領先臂達成零電壓切換之條件。

(12)

落後臂諧振主要利用初級側諧振電感 L _r 與諧振電容 C _r3 產生諧振， C _r3 是由 C _{S 1}、 C _{S 2}與 (變壓器雜散電容)所組成，其中 C _{S 1}、 C _{S 2}為並聯狀態，(13)式為落後臂達成零電壓切換之條件

(13)

由相移式控制的領先臂零電壓切換條件(12)及落後臂零電壓切換條件(13)可知，當輕載時初級側開關無法達成零電壓切換，所以為了讓開關在輕載時容易達成零電壓切換通常會加大諧振電感 L _r ，然而增加諧振電感後雖然可使初級側開關在輕載時容易達成零電壓切換，但也會使得次級側導通率損失增加，導致重載時輸出電壓無法穩定。

本案所提之效率改善調變技術：

非對稱脈波寬度調變控制及相移式控制因在輕載時不易達到零電壓切換，造成在輕載時效率不佳，同時其在重載時會因導通率損失造成輸出電壓不穩。要改善全橋轉換器的輕載效率，有兩種方法：一種為改變輕載時之控制策略以及改變電路架構或增加額外電路以達成ZVS；另一種為盲時時間調變控制策略，在輕載時增加盲時時間來使初級側開關容易達成零電壓切換，以提升輕載效率，而在重載時減少盲時時間以降低本體二極體的導通時間從而使損耗變小。另外，為了改善相移式控制所造成的初級側循環能量損失，本案增加主變壓器的一次側匝數，將電路設計在有效責任週期 D _eff 較大的地方，如此可縮短相移式控制模式四( t ₃＜ t＜ t ₄)的時間，使得初級側循環能量損失減少進而提升電路效率，圖10為未增加主變壓器一次側匝數時之循環能量損失區間示意圖，圖11為增加主變壓器一次側匝數時之循環能量損失區間示意圖。

然而增加一次側匝數雖然可以減少相移模式的初級側循環能量損失，但是會導致重載時相移模式的有效責任週期無法讓輸出電壓穩定，於是本案在相移模式無法穩壓且非對稱脈波寬度調變控制已達到零電壓切換條件時將模式切換為非對稱脈波寬度調變模式控制，以維持穩定的輸出電壓。

本案所提出的調變策略為根據不同的負載使用不同操作模式的開關調變策略並控制盲時時間，使全橋轉換器幾乎都維持在最佳效率點操作。在輸出電流0.5 A以前使用突衝模式，輸出電流介於0.5 A到17 A之間使用相移式模式控制，而輸出電流大於17 A之後使用非對稱脈波寬度調變模式控制，其操作模式切換如圖12所示。另外，藉由增加主變壓器之磁化電感值 L _m ，可減少變壓器解耦(不傳遞能量)時之環流有效值以減低開關之導通損，而且 L _m 增加也會降低初級側電流峰值，可減少主開關截止時之切換損(turn-off switching loss)。

如前所述，在輕、重載變換時適度的改變盲時大小，可使輕載時初級側開關容易達成零電壓切換，在重載時降低本體二極體的導通時間使損耗變小。因此必須先了解不同輸出電流時不同調變策略之最適合盲時大小，底下推導相移和非對稱脈波寬度調變控制之盲時。

非對稱脈波寬度調變控制之盲時時間推導 ：

由圖4可知，非對稱脈波寬度調變控制的盲時時間為 t ₁~ t ₃、 t ₅~ t ₇，其中 t ₁~ t ₂的時間 為變壓器初級側電壓 V _p 降到 V _o/N 所需的時間，由圖13之模式二( t ₁≤ t＜ t ₂)等效電路，可求得 V _p ( t)為

(14)

由上式可求得 為

(15)

將此時的初級側的電流

代入(15)式可得到 (16)

而t ₂~t ₃的時間 為將 C _{S 1}、 C _{S 4}兩端電壓充電至 以及將 C _{S 2}、 C _{S 3}兩端電壓放電至0V所需的時間，可表示為

(17)

將此時的初級側的電流

代入(17)式可得到 (18)

其中 , , ,等效電容 。

而 t ₅~ t ₆的時間 為變壓器初級側電壓 V _p 升到- V _o/N 所需的時間，由圖14模式六( t ₅≤ t＜ t ₆)的等效電路可求得 為

(19)

將此時的初級側的電流

代入(19)式可得到 (20)

而 t ₆~ t ₇的時間 為將 C _{S 2}、 C _{S 3}兩端電壓充電至 以及將 C _{S 1}、 C _{S 4}兩端電壓放電至0V所需的時間，可表示為

(21)

將此時的初級側的電流

代入(21)式可得到 為

(22)

其中 , , 。

相移式控制之盲時時間推導 ：

相移式控制的盲時時間如圖6所示為 t ₁~ t ₃、 t ₄~ t ₅，其中 t ₁~ t ₂的時間 為變壓器初級側電壓 V _p 降到 V _o/N 所需的時間，由圖15模式二( t ₁≤ t＜ t ₂)的等效電路可求得 V _p ( t)為 (23)

將此時的初級側的電流

代入(23)式可得到 為

(24)

而 t ₂~ t ₃的時間 為將 C _{S 4}兩端電壓充電至 V _in 以及 C _{S 3}兩端電壓放電至0V所需的時間，可表示為 (25)

將此時的初級側的電流

代入(25)式可得到 為

(26)

其中等效電容 。

而 t ₄~ t ₅的時間 為將 C _{S 1}兩端電壓充電至 V _in 以及 C _{S 2}兩端電壓放電至0V所需的時間，可表示為

(27)

將此時的初級側的電流

代入(27)式可得到 為

(28)

由上面對兩種調變策略之盲時推導與實際電路設計之元件值，可畫出非對稱脈波寬度調變模式盲時時間與輸出電流之關係如圖16所示，則相移模式盲時時間與輸出電流之關係如圖17所示。本案的可變盲時時間非對稱脈波寬度調變模式的盲時時間則可由方程式(16)、(18)、(20)及(22)得知，最大盲時時間設定為四分之一的 C _r 及 L _r 的諧振時間(在此實施例中為225 ns)，最小盲時時間為防止功率元件同時導通所需之時間(在此實施例中為150 ns)；而可變盲時時間相移調變模式，其可由方程式(24)、(26)及(28)得知，最大盲時時間設定為四分之一的 C _r 及 L _r 的諧振時間(在此實施例中為280 ns)，最小盲時時間為防止功率元件同時導通所需之時間(在此實施例中為150 ns)。並將所計算的盲時時間加上代表功率開關的上升時間(在此實施例中為10 ns)，建表並將數值寫入處理器中，如此便可根據輸出電流調整盲時時間。

韌體架構與設計流程：

圖18所示為本案所採之一數位控制流程圖。本案使用dsPIC33FJ16GS502 作為控制核心，首先將輸出電壓取樣資訊送至dsPIC33FJ16GS502微處理器，再經由微處理器內部類比對數位轉換器(Analog-to-Digital Converter, ADC)轉成數位資料，接著將轉換後的輸出資料經過數位濾波器濾波，同時將濾波結果透過數位比例、積分、微分(Proportional、Integrating、Differentiation, PID)補償器運算，依據PID補償器產生之運算結果輸出適當之相位移，再送入PWM模組以產生控制訊號來驅動功率開關，藉由此方式來達到全橋轉換器數位化控制。

整體程式流程分為主程式及類比對數位轉換中斷副程式兩部份，主程式一開始會先針對所需的全域變數(Global Variable)與區域變數(Local Variable)進行宣告，設定變數名稱、暫存器初始化、暫存器初始值設定、輸出輸入埠設定、模組(PWM、ADC、TIMER等) 致能及中斷向量設定，之後進入無窮迴圈等待中斷向量旗標發生。ADC中斷程式流程圖如圖18所示，當ADC中斷一旦觸發將會進入ADC中斷副程式，執行ADC轉換、 FIR濾波以及PID回授補償來產生所需要的開關訊號，而程式的最後將會清除ADC中斷旗標，清除ADC中斷旗標後進入無窮迴圈等待下一個ADC中斷。ADC中斷又可細分為取樣濾波及增量型PID計算兩段。

效率實測與比較：

最後實測輸入電壓為380 V _DC，輸出電壓為24V _DC時，在不同調變控制策略(包含本案所提出的調變法、固定盲時調變法、傳統相移、傳統全橋相移、非對稱PWM調變法)下之效率，輸出負載由輕載(1A)遞增至重載(20A)，量測數據包括輸出電壓、輸出功率、電路轉換效率等，圖19所示為所量測到之各方法效率曲線，可以看出本案所提出的方法在全負載範圍內皆擁有最高的轉換效率(本案的效率可達到93.11%，而操作於輕載時可比傳統相移式全橋效率平均提升3%)。

結論：

本案所提出以數位化方式實現全橋轉換器，其主要利用轉換器特點在變壓器初級側加入諧振電感，使功率開關在導通時，諧振電感與開關上的寄生電容產生諧振，可使功率開關達到零電壓切換，並藉由調整盲時時間降低功率開關切換損失。因非對稱全橋在輕載時難以達到零電壓切換，使得切換損失增加導致輕載效率無法提升，而相移式全橋在輕載時雖然較非對稱全橋容易達成零電壓切換之條件，但因環流損失造成效率減低，因此本案進一步將控制模式分成三個模式，在空載使用突衝模式以減少轉換器的損耗，輕載使用相移式控制降低切換損失，以提升輕、中載效率，重載以上則使用非對稱脈波寬度調變控制來穩定輸出電壓。而主變壓器則調整為以非對稱脈波寬度調變控制為基礎設計之變壓器，降低相移式控制的環流損失，進一步提升電路效率。

本案所揭示者，乃較佳實施例，舉凡局部之變更或修飾而源於本案之技術思想而為熟習該項技藝之人所易於推知者，俱不脫本案之專利權範疇。

綜上所陳，本案無論就目的、手段與功效，在在顯示其迥異於習知之技術特徵，且其首先發明合於實用，亦在在符合發明之專利要件，懇請　貴審查委員明察，並祈早日賜予專利，俾嘉惠社會，實感德便。

100‧‧‧全橋式開關電路
100a‧‧‧直流隔離電容
110‧‧‧變壓器單元
120‧‧‧橋式整流電路
130‧‧‧電感-電容濾波電路
140‧‧‧回授電路
150‧‧‧控制單元
111‧‧‧諧振電感
112‧‧‧變壓器
151‧‧‧類比至數位轉換單元
152‧‧‧濾波運算單元
153‧‧‧比例-積分-微分運算單元
154‧‧‧脈衝寬度調變運算單元
155‧‧‧驅動單元
200‧‧‧負載

圖1繪示本發明之依負載電流調變全橋控制模式之直流-直流轉換器之一實施例。 圖2繪示本發明所採用之全橋轉換器電路架構。 圖3繪示非對稱脈波寬度調變之控制方法之一工作波形。 圖4繪示非對稱脈波寬度調變全橋轉換器的操作模式時序圖。 圖5繪示相移式全橋轉換器之控制方法之一工作波形。 圖6繪示相移式全橋調變轉換器的操作模式時序圖。 圖7繪示非對稱脈波寬度調變控制次級側導通率損失之示意圖。 圖8繪示相移調變控制次級側導通率損失之示意圖。 圖9繪示相移調變控制在模式四(圖6之 t ₃≤ t＜ t ₄區間)時考慮功率開關、變壓器以及線路上的等效阻抗之等效電路。 圖10為未增加主變壓器一次側匝數時之循環能量損失區間示意圖。 圖11為增加主變壓器一次側匝數時之循環能量損失區間示意圖。 圖12繪示本發明之操作模式切換機制。 圖13繪示本發明非對稱脈波寬度調變控制的模式二( t ₁≤ t＜ t ₂)的等效電路。 圖14繪示本發明非對稱脈波寬度調變控制的模式六( t ₅≤ t＜ t ₆)的等效電路。 圖15繪示本發明相移式控制的模式六( t ₅≤ t＜ t ₆)的等效電路。 圖16繪示本發明非對稱脈波寬度調變模式盲時時間與輸出電流之關係圖。 圖17繪示本發明相移模式盲時時間與輸出電流之關係圖。 圖18繪示本發明所採之一數位控制流程圖。 圖19為本發明與多種習知方法之一效率曲線比較圖。

100‧‧‧全橋式開關電路

100a‧‧‧直流隔離電容

110‧‧‧變壓器單元

120‧‧‧橋式整流電路

130‧‧‧電感-電容濾波電路

140‧‧‧回授電路

150‧‧‧控制單元

111‧‧‧諧振電感

112‧‧‧變壓器

151‧‧‧類比至數位轉換單元

152‧‧‧濾波運算單元

153‧‧‧比例-積分-微分運算單元

154‧‧‧脈衝寬度調變運算單元

155‧‧‧驅動單元

200‧‧‧負載

Claims (5)

1. 一種依負載電流調變全橋控制模式之直流-直流轉換器，其具有：     一全橋式開關電路，具有二輸入端以與一直流輸入電壓耦接，四控制端以分別與一第一控制信號、一第二控制信號、一第三控制信號、以及一第四控制信號耦接，且該第一控制信號係與該第二控制信號的作用電位互補且該第三控制信號係與該第四控制信號的作用電位互補；     一變壓器單元，具有一諧振電感及一變壓器，該變壓器具有一第一線圈及一第二線圈，且該諧振電感之一端係與該全橋式開關電路之一輸出端耦接，另一端則經由該第一線圈耦接至該全橋式開關電路之另一輸出端；     一橋式整流電路，具有二輸入端以與該第二線圈耦接；     一電感-電容濾波電路，與該橋式整流電路之二輸出端耦接以提供一直流輸出電壓及一輸出電流至一負載；     一回授電路，用以依該直流輸出電壓及該輸出電流分別產生一電壓回授信號及一電流回授信號；以及     一控制單元，儲存有一韌體程式，用以執行一控制信號產生程序，該控制信號產生程序包含藉由一比例-積分-微分運算調整該第一控制信號和該第三控制信號間之一相移角以產生該第一控制信號、該第二控制信號、該第三控制信號、以及該第四控制信號，其中，該控制信號產生程序係依該電壓回授信號調整該相移角，且該控制信號產生程序係在該電流回授信號小於一第一預設值時提供一突衝模式，在該電流回授信號大於該第一預設值且小於一第二預設值時提供一可變盲時相移全橋模式，以及在該電流回授信號大於該第二預設值時提供一可變盲時非對稱全橋模式。
2. 如申請專利範圍第1項所述之依負載電流調變全橋控制模式之直流-直流轉換器，其中該全橋式開關電路包含四顆功率開關。
3. 如申請專利範圍第1項所述之依負載電流調變全橋控制模式之直流-直流轉換器，其中該控制信號產生程序包含一類比至數位轉換運算。
4. 如申請專利範圍第3項所述之依負載電流調變全橋控制模式之直流-直流轉換器，其中該控制信號產生程序進一步包含一濾波運算。
5. 如申請專利範圍第1項所述之依負載電流調變全橋控制模式之直流-直流轉換器，其中該控制單元包含一脈波寬度調變模組以提供該第一控制信號、該第二控制信號、該第三控制信號、以及該第四控制信號。