CN102882376B - 一种控制器和功率转换器及控制功率转换器的方法 - Google Patents

一种控制器和功率转换器及控制功率转换器的方法 Download PDF

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Abstract

本发明提供了一种控制器和功率转换器以及控制功率转换器的方法。所述控制器包括：控制端，用来提供控制信号从而控制功率转换器中的变压器电路，其中所述控制信号的每个周期包括第一时间间隔和第二时间间隔；以及连接至所述控制端的控制电路，用来在所述第一时间间隔内增大流经所述变压器电路初级线圈的初级电流和增大流经所述变压器电路次级线圈的次级电流，在所述第二时间间隔内终止增大所述初级电流，以及控制所述第一时间间隔，使所述第一时间间隔与提供给所述初级线圈的输入电压成反比。本发明可以合理地控制功率转换器的输出。

Description

一种控制器和功率转换器及控制功率转换器的方法
技术领域
本发明涉及功率供应领域，特别涉及一种控制器和功率转换器及控制功率转换器的方法。
背景技术
图1是现有直流/直流转换器100的电路示意图。直流/直流转换器100包括变压器102和与变压器102初级线圈串联连接的开关SW0。控制信号106通过控制开关SW0来控制直流/直流转换器100的输出功率。举例来说，控制信号106通过闭合开关SW0将变压器102的初级线圈连接到功率源，例如，直流电压VDC，这样会有初级电流IP流过变压器102的初级线圈。相应地，次级电流IS流经变压器102的次级线圈并流经电感L，流向直流/直流转换器100的输出端。同时，电感L存储磁能。控制信号106还通过断开开关SW0将初级线圈和功率源切断，这样初级电流IP就会被切断。同时，电感L通过将磁能转换成电能从而对直流/直流转换器100的输出端释放功率。控制信号106通过增大开关SW0的占空比来增大直流/直流转换器100的输出，或通过减小开关SW0的占空比来减小直流/直流转换器100的输出。
当初级电流IP在一个特定范围内时，例如：|IP|＜ISPEC(ISPEC为特定范围阈值)，变压器102的磁通量密度104与初级电流IP成线性关系。正因如此，初级线圈转移到次级线圈的功率可以由初级电流IP控制。然而，由于变压器的内部特性，如果初级电流IP超过了非饱和范围，例如：|IP|＞ISATU(1SATU为非饱和阈值)，变压器102的磁通量密度104基本保持不变。非饱和阈值ISATU大于上述提到的特定范围阈值ISPEC。因此，如果初级电流IP超过了非饱和范围，初级电流IP则不能控制变压器102的功率转移。
直流/直流转换器100中，控制信号106按照固定频率闭合开关SW0。一方面，如果直流/直流转换器100提供功率给重负载，控制信号106则增大开关SW0的占空比，这样直流/直流转换器100可以给重负载提供足够的功率。这里提到的“重负载”指的是与“轻负载”相比而言消耗相对多能量的负载。不足的是，当开关SW0的占空比大于占空比阈值时，初级电流IP超过变压器102的非饱和范围，并且不能合理地控制变压器102的功率转移。另一方面，如果直流/直流转换器100提供功率给轻负载，控制信号则减小开关SW0的占空比。这里提到的“轻负载”指的是与“重负载”相比而言消耗相对较少能量的负载。然而，由于直流/直流转换器100对开关SW0在固定频率上进行闭合操作，所以当直流/直流转换器100提供功率给轻负载时，直流/直流转换器100的功率转换效率较低。
图2A是另一种现有直流/直流转换器200的电路示意图。直流/直流转换器200是一种电感-电感-电容(Inductor-Inductor-Capacitor，简称为LLC)谐振转换器。直流/直流转换器200给负载214提供输出功率。如图2A所示，直流/直流转换器200包括一对开关SW1和SW2，还包括电容202、电感204、变压器208和整流器212。电感210代表变压器208初级线圈的等效电感。占有一半占空比的脉冲宽度调制(Pulse-WidthModulation，简称为PWM)信号206交替打开以及闭合开关SW1和开关SW2，从而产生振荡电流IOSC，振荡电流IOSC流经电容202、电感204，以及电感210。PWM信号206通过控制开关SW1和开关SW2的开关频率f206来控制直流/直流转换器200的输出功率。
更具体地，直流/直流转换器200具有由电容202、电感204、变压器208和负载214决定的谐振频率fR。PWM信号206控制开关SW1和开关SW2的开关频率f206接近谐振频率fR，这样直流/直流转换器200可以给负载214提供更大的功率，或者PWM信号206控制开关SW1和开关SW2的开关频率f206远离谐振频率fR，这样直流/直流转换器200可以给负载214提供较小的功率。
然而，根据LLC谐振转换器的内部特性，如果负载214是轻负载，那么输出电压VOUT对开关频率f206的变化率会要么过高要么过低。举例来说，图2B是当直流/直流转换器200给轻负载提供功率时输出电压VOUT与开关频率f206的关系图。如图2B所示，当开关频率f206小于特定频率fN1时，输出电压VOUT对开关频率f206的变化率相对较高，而且输出电压VOUT不稳定。当开关频率f206大于特定频率fN1时，输出电压VOUT随着开关频率f206的增加而接近于电压限值VLM。因此，直流/直流转换器200不能合理地控制输出电压VOUT。
发明内容
本发明要解决的技术问题在于提供一种控制器和功率转换器及控制功率转换器的方法，用来合理地控制功率转换器的输出。
为解决上述技术问题，本发明提供了一种控制器，所述控制器包括：控制端，用来提供控制信号从而控制功率转换器中的变压器电路，其中所述控制信号的每个周期包括第一时间间隔和第二时间间隔；以及连接至所述控制端的控制电路，用来在所述第一时间间隔内增大流经所述变压器电路初级线圈的初级电流和增大流经所述变压器电路次级线圈的次级电流，在所述第二时间间隔内终止增大所述初级电流，以及控制所述第一时间间隔，使所述第一时间间隔与提供给所述初级线圈的输入电压成反比。
本发明还提供一种控制功率转换器的方法，所述方法包括：利用控制信号控制变压器电路，其中所述控制信号的每个周期包括第一时间间隔和第二时间间隔；在所述第一时间间隔内增大流经所述变压器电路初级线圈的初级电流和增大流经所述变压器电路次级线圈的次级电流；在所述第二时间间隔内终止增大所述初级电流；以及控制所述第一时间间隔，使所述第一时间间隔与提供给所述初级线圈的输入电压成反比。
本发明还提供一种功率转换器，所述功率转换器包括：转换电路，所述转换电路包括变压器电路，所述变压器电路包括初级线圈和次级线圈，所述变压器电路在控制信号的多个周期内运行，其中所述控制信号的每个周期包括第一时间间隔和第二时间间隔；以及连接至所述变压器电路的控制器，用来提供所述控制信号从而控制所述变压器电路；所述控制器包括控制电路，所述控制电路用来在所述第一时间间隔内增大流经所述初级线圈的初级电流和增大流经所述次级线圈的次级电流，在所述第二时间间隔内终止增大所述初级电流，以及控制所述第一时间间隔，使所述第一时间间隔与提供给所述初级线圈的输入电压成反比。
本发明提供了一种控制器和功率转换器以及控制功率转换器的方法。功率转换器包括变压器电路。控制器通过控制时间间隔，所述时间间隔例如初级电流流经变压器电路初级线圈所占用的时间间隔，使所述时间间隔与提供给初级线圈的输入电压成反比。因此，初级电流被控制在变压器电路磁流量相关的非饱和范围内。所以，本发明可以合理的控制功率转换器的输出。本发明可以用于各种场合，例如独立功率供应设备，包括电信设备、自动化设备，适配器以及电池充电器等等。
附图说明
以下结合附图对本发明的技术方案进行详细的说明，以使本发明的特性和优点更为明显。
图1是一种现有功率转换器的电路示意图；
图2A是另一种现有功率转换器的电路示意图；
图2B是图2A中功率转换器的输出电压与开关频率的关系示意图；
图3是根据本发明一个实施例的直流/直流转换器的方框图；
图4A是根据本发明一个实施例的直流/直流转换器的电路示意图；
图4B是根据本发明一个实施例的直流/直流转换器的电路示意图；
图5是根据本发明一个实施例的直流/直流转换器的电路示意图；
图6是根据本发明一个实施例的直流/直流转换器的电路示意图；
图7是根据本发明一个实施例的直流/直流转换器的电路示意图；以及
图8是根据本发明一个实施例的控制直流/直流转换器的方法的操作流程示意图。
具体实施方式
以下将对本发明的实施例给出详细的说明。在以下对本发明的详细描述中，为了提供一个针对本发明的完全的理解，阐明了大量的具体细节。然而，本领域技术人员将理解，没有这些具体细节，本发明同样可以实施。在另外的一些实例中，对于大家熟知的方案、流程、元件和电路未作详细描述，以便于凸显本发明的主旨。
本发明的实施例提供了一种控制器和功率转换器，功率转换器例如直流/直流转换器。本发明以直流/直流转换器为例说明具体实施方法。控制器通过功率转换器中的变压器电路控制功率转换。在一个实施例中，控制器控制流经变压器电路初级线圈的电流，从而将功率转换器的输出电压调整至预设水平。有利的是，控制器可以通过控制流经初级线圈的电流，使流经初级线圈的电流处于变压器电路非饱和范围之内。在变压器电路非饱和范围之内，流经初级线圈的电流可以合理地控制功率转换器的输出。
图3是根据本发明一个实施例的直流/直流转换器300的方框图。直流/直流转换器300是一种基于变压器的直流/直流转换器。如图3所示，直流/直流转换器300包括控制电路340、开关电路342、转换电路344以及反馈电路348。本发明的一个实施例中，控制器包括控制端及控制电路340，还包括开关电路342。控制电路340输出控制信号的端口称为控制端，所述控制端用来提供控制信号330来控制开关电路342，进而控制从转换电路344到连接至输出端314的负载的输出功率，图中输出端314的负载未示。控制电路340还从反馈电路348中接收表示直流/直流转换器300输出电压VOUT的反馈信号VFB，以及根据反馈信号VFB调整控制信号330。控制电路340通过调整控制信号330来控制输出电压VOUT达到预设水平VSET。
更具体地，转换电路344包括变压器电路，变压器电路例如图3中所示的磁耦合的初级线圈304和次级线圈306。控制信号330是周期信号。控制信号330的每个周期TCYC包括开时间间隔TON(也称作“第一时间间隔”)和关时间间隔TOFF(也称作“第二时间间隔”)。在一个实施例中，控制信号330的周期TCYC等于开时间间隔TON和关时间间隔TOFF相加之和。控制信号330在开时间间隔TON通过控制开关电路342来增大流经初级线圈304的初级电流IP以及增大流经次级线圈306的次级电流IS。举例来说，在开时间间隔TON内，控制信号330控制开关电路342，使得初级线圈304可以从输入端312接收输入功率。控制信号330进一步在关时间间隔TOFF内通过控制开关电路342来终止初级电流IP的增加。举例来说，在关时间间隔TOFF内，控制信号330控制开关电路342，以切断初级线圈304的电流路径，从而切断初级电流IP。因此，控制电路340通过控制TON/TCYC之比来控制直流/直流转换器300的输出功率，其中TON/TCYC之比为一个周期TCYC中开时间间隔TON与周期TCYC之比。例如，如果连接至输出端314的负载消耗较多的功率，控制电路340则通过增加TON/TCYC之比来增加输出功率；如果连接至输出端314的负载消耗较少的功率，控制电路340则通过减小TON/TCYC之比来减小输出功率。如果输出电压VOUT小于预设水平VSET，控制电路340将增加TON/TCYC之比，或者如果输出电压VOUT大于预设水平VSET，控制电路340将减小TON/TCYC之比。由此，输出电压VOUT可以调整至预设水平VSET。
在一个实施例中，在开时间间隔TON中，流经初级线圈304的初级电流IP可以从特定值增大至峰值IPMAX，例如从零安培增大至峰值IPMAX。峰值IPAMX可以由下式得到：
IPMAX＝V’IN＊TON/LM，(1)
其中V’IN代表横跨初级线圈304的输入电压，以及LM代表初级线圈304的等效电感。控制电路340控制开时间间隔TON与提供给初级线圈304的输入电压V’IN成反比。举例来说，控制电路340控制开时间间隔TON等于K/V’IN，从而峰值IPMAX等于K/LM。系数K和等效电感LM是常数。因此，峰值IPMAX在控制信号330的多个周期内不变。峰值IPMAX不变，指的是在理想情况下的不变，但在实际应用中，峰值IPMAX会由于电路元件不理想等等而改变，但是改变值会限制在一个范围内，这个范围相对较小而且可以忽略不计。通过设置系数K可以使峰值IPMAX在变压器非饱和范围内，例如：峰值IPMAX小于变压器非饱和范围阈值ISATU。
有利的是，无论直流/直流转换器300提供功率给重负载还是轻负载，控制电路340都可以将初级电流IP控制在非饱和范围内，因此，控制电路340可以合理地控制直流/直流转换器300的输出功率。而且，如果直流/直流转换器300提供功率给轻负载，控制电路340可以增大控制信号330的周期TCYC，从而减小TON/TCYC的比值。通过增大控制信号330的周期TCYC，减小了开关电路342的开关频率fSW，从而减小开关电路342的开关操作次数。由此，减小了功耗并且提高了功效。
图4A是根据本发明一个实施例的直流/直流转换器400A的电路示意图。图4A与图3结合描述。在图4A的例子中，直流/直流转换器400A是正向转换器。如图4A所示，控制电路340包括电路418、电路416以及误差放大器428。转换电路344包括变压器电路402、整流器、电感L1以及滤波电容C1，其中，变压器电路402例如图4A中所示的磁耦合的初级线圈404与次级线圈406，整流器例如二极管D1与二极管D2。反馈电路348包括串联连接的电阻R1与电阻R2。在图4A的例子中，图3的开关电路342包括与初级线圈404串联连接的开关Q1，以及图3的控制信号330包括PWM控制信号。
在一个实施例中，控制电路340通过产生PWM控制信号来交替地闭合和断开开关Q1，以便控制转换电路344的功率转换。控制电路340进一步接收反馈信号VFB，反馈信号VFB与直流/直流转换器300的输出电压VOUT成线性比例，反馈信号VFB例如电阻R2的电压。控制电路340根据反馈信号VFB调整开关Q1的占空比，这样输出电压VOUT可以调整至预设水平VSET。另外，控制电路340控制流经初级线圈404的初级电流IP在变压器402的非饱和范围内，这样可以合理地控制输出电压VOUT。
更具体地，PWM控制信号在开时间间隔TON闭合开关Q1，并在关时间间隔TOFF断开开关Q1。开关Q1的占空比等于TON/TCYC之比。一方面，当开关Q1闭合时，初级电流IP流经初级线圈404和开关Q1并流向地。初级线圈404从输入端312接收功率，而且初级电流IP和变压器402的磁通密度增加。因此，次级电流IS流经次级线圈406、二极管D1以及电感L1并流向输出端314，并且次级电流IS随着初级电流IP的增加而增加。当次级电流IS流经电感L1时，电感L1存储磁能。另一方面，当开关Q1断开时，初级电流IP被切断。电感L1通过将磁能转换成电能来向输出端314释放功率。电流通过并联连接的二极管D1和二极管D2以及电感L1从地流向输出端314。因此，控制电路340可以通过增加开关Q1的占空比来增加直流/直流转换器400A的输出电压VOUT，或者通过减小开关Q1的占空比来减小直流/直流转换器400A的输出电压VOUT。
在一个实施例中，电路418根据来自电路416的信号426产生信号424，以及电路416根据来自电路418的信号424产生信号426。电路416控制PWM控制信号的开时间间隔TON，以及电路418控制PWM控制信号的关时间间隔TOFF。
更具体地，在图4A的实施例中，电路416包括TON计时器430(也称作“第一计时器”)，以及电路418包括TOFF计时器420(也称作“第二计时器”)。在一个实施例中，TON计时器430响应触发信号而开始计时，例如响应信号424的上升沿而开始计时。TON计时器430还响应所述触发信号而控制PWM控制信号至第一水平值，并且当开时间间隔TON终止时将PWM控制信号改变至第二水平值，其中第一水平值例如逻辑高电平，第二水平值例如逻辑低电平。举例来说，如果信号424的上升沿出现，TON计时器430控制信号426和PWM控制信号至逻辑高电平并开始计时。当开时间间隔TON终止时，TON计时器430通过将信号426置为逻辑低电平来将PWM控制信号也置为逻辑低电平。在图4A的实施例中，当PWM控制信号为逻辑高电平时，开关Q1闭合；当PWM控制信号为逻辑低电平时，开关Q2断开。而且，TOFF计时器420响应PWM控制信号的改变而开始计时，并当关时间间隔TOFF终止时，产生所述触发信号。举例来说，如果PWM控制信号从逻辑高电平变成逻辑低电平，TOFF计时器420则会检测到信号426的下降沿。响应于信号426的下降沿，TOFF计时器420将信号424控制为逻辑低电平并开始计时。当关时间间隔TOFF终止时，TOFF计时器420将信号424从逻辑低电平改变为逻辑高电平，以及因此，TON计时器430可以检测信号424的上升沿。
在一个实施例中，TON计时器430接收提供给初级线圈404的输入电压VIN，并控制开时间间隔TON与输入电压VIN成反比，初级线圈404的输入电压VIN例如横跨初级线圈404的电压。因此，初级电流IP可以具有峰值常数IPMAX，而且该常数在变压器402的非饱和范围内。另外，在图4A的示例中，TOFF计时器420接收表示输出电压VOUT的放大信号VCOMP并控制关时间间隔TOFF与放大信号VCOMP成反比。更具体地，误差放大器428通过比较反馈信号VFB与参考信号VREF来控制放大信号VCOMP，误差放大器428例如运算跨导放大器。根据预设水平VSET来设置参考信号VREF，预设水平VSET例如输出电压VOUT的目标水平。如果反馈信号VFB大于参考信号VREF，例如输出电压VOUT大于预设水平VSET，那么误差放大器428通过减小放大信号VCOMP来增加关时间间隔TOFF，因此开关Q1的占空比减小，从而减小输出电压VOUT。如果反馈信号VFB小于参考信号VREF，例如输出电压VOUT小于预设水平VSET，误差放大器428通过增大放大信号VCOMP来减小关时间间隔TOFF，因此开关Q1的占空比增大，从而增大输出电压VOUT。由此，输出电压VOUT调整至预设水平VSET。
在一个实施例中，直流/直流转换器400A进一步包括用来比较反馈信号VFB与参考信号VREF大小的比较器，比较器在图4A中未示。如果反馈信号VFB大于参考信号VREF，例如输出电压VOUT大于预设水平VSET，比较器则关闭TON计时器430来保持PWM控制信号为逻辑低电平，输出电压VOUT也随之减小。当输出电压VOUT减小至预设水平VSET时，比较器则打开TON计时器430来产生信号426。
尽管在图4A的示例中电路418包括计时器，但本发明不仅限于此。在另一个实施例中，计时器可以由振荡器代替。图4B是根据本发明另一个实施例的直流/直流转换器400B的电路示意图。在图4B的示例中，电路418包括压控振荡器(Voltage-controlledOscillator，简称为VCO)422。图4B与图4A结合描述。
压控振荡器422可以产生之前提到的触发信号，例如信号424的上升沿。所述触发信号为周期信号，其频率为fSW，压控振荡器422可控制频率fSW与放大信号VCOMP成正比例。在一个实施例中，如果反馈信号VFB大于参考信号VREF，例如输出电压VOUT大于预设水平VSET，那么误差放大器428通过减小放大信号VCOMP来减小信号424的频率fSW，即可同时减小PWM控制信号的频率fSW。因此，PWM控制信号的周期TCYC增大，并且开关Q1的占空比减小，进而减小输出电压VOUT。如果反馈信号VFB小于参考信号VREF，例如输出电压VOUT小于预设水平VSET，那么误差放大器428通过增大放大信号VCOMP来增大信号424的频率fSW，即可同时增大PWM控制信号的频率fSW。因此，PWM控制信号的周期TCYC减小，并且开关Q1的占空比增大，进而增大输出电压VOUT。由此，输出电压VOUT调整至预设水平VSET。
尽管在图4A和图4B的示例中，控制电路340分别控制正向转换器400A和400B，但是本发明并不限于此。控制电路340还可以应用于其他方面，例如推挽转换器、半桥转换器以及全桥转换器。图5、图6和图7分别根据本发明实施例提供了推挽转换器500、半桥转换器600以及全桥转换器700的电路示意图。图5、图6和图7分别与图3、图4A和图4B结合描述。
图5中，转换电路344中的变压器电路502包括初级线圈504和508以及与初级线圈504和508磁耦合的次级线圈506和510。初级线圈504和508具有相同的匝数NP，但不是必须的。次级线圈506和510具有相同的匝数NS，但不是必须的。直流/直流转换器500包括分别连接至初级线圈504和508的开关Q2和开关Q1。
控制电路340包括多路器532，用来接收信号426并根据信号426产生控制信号PWM1和控制信号PWM2来控制开关Q1和开关Q2。多路器532交替产生控制信号PWM1和控制信号PWM2。举例来说，多路器532在信号426的第一周期产生控制信号PWM1，在紧跟信号426第一周期的第二周期内产生控制信号PWM2，以及在紧跟信号426第二周期的第三周期内产生控制信号PWM1。
具体操作时，在一个实施例中，在信号426的第一周期内，开关Q1在开时间间隔TON内由控制信号PWM1控制闭合，并在关时间间隔TOFF内由控制信号PWM1控制断开。另外，在信号426的第一周期内开关Q2断开。当开关Q1闭合时，流经初级线圈508的初级电流IP从输入端312流向地，并且初级电流IP增大。相应地，次级电流IS流经次级线圈506、二极管D1以及电感L1并流向输出端314，而且电感L1存储磁能。当开关Q1断开时，初级电流IP切断，并且电感L1向输出端314释放功率。电流通过二极管D1和二极管D2以及电感L1从地流向输出端314。类似地，在信号426的第二周期内，开关Q2在开时间间隔TON内由控制信号PWM2控制闭合，并在关时间间隔TOFF内由控制信号PWM2控制断开。另外，在信号426的第二周期内开关Q1断开。当开关Q2闭合时，流经初级线圈504的初级电流IP从输入端312流向地，并且初级电流IP增大。相应地，次级电流IS流经次级线圈510、二极管D2以及电感L1并流向输出端314，而且电感L1存储磁能。当开关Q2断开时，初级电流IP切断，并且电感L1向输出端314释放功率。电流通过二极管D1和二极管D2以及电感L1从地流向输出端314。
图6中，转换电路344中的变压器电路602包括初级线圈604和与初级线圈604磁耦合的次级线圈606以及次级线圈608。转换电路344进一步包括电容分配器，例如：图中所示的连接于输入端312与地之间的串联连接的电容C3和电容C4。初级线圈604的一端连接至电容C3和电容C4的连接端，并且初级线圈604的另一端通过开关Q1连接至地，并通过开关Q2连接至输入端312。
在一个实施例中，控制电路340交替地产生控制信号PWM1和控制信号PWM2。图6中控制信号PWM1和PWM2的产生过程与图5中的产生过程类似。在一个实施例中，电容C3和电容C4具有相同的电容值，但并非必须。当开关Q1和开关Q2断开时，初级线圈604的输入电压等于输入电压VIN的一半，初级线圈604的输入电压例如电容C3和电容C4连接端的电压。
具体操作时，在一个实施例中，在信号426的第一周期内，开关Q1在开时间间隔TON内由控制信号PWM1控制闭合，并在关时间间隔TOFF内由控制信号PWM1控制断开。另外，在信号426的第一周期内开关Q2断开。当开关Q1闭合时，流经初级线圈604的初级电流IP’从电容分配器流向地，并且初级电流IP’增大。相应地，次级电流IS流经次级线圈606、二极管D1以及电感L1并流向输出端314，而且电感L1存储磁能。当开关Q1断开时，初级电流IP’切断，并且电感L1向输出端314释放功率。电流通过二极管D1和D2以及电感L1从地流向输出端314。类似地，在信号426的第二周期内，开关Q2在开时间间隔TON内由控制信号PWM2控制闭合，并在关时间间隔TOFF内由控制信号PWM2控制断开。另外，在信号426的第二周期内开关Q1断开。当开关Q2闭合时，流经初级线圈604的初级电流IP’从输入端312流向电容分配器，并且初级电流IP’增大。相应地，次级电流IS流经次级线圈608、二极管D2以及电感L1并流向输出端314，而且电感L1存储磁能。当开关Q2断开时，初级电流IP’切断，并且电感L1向输出端314释放功率。
图7中，转换电路344中的变压器电路702包括初级线圈704和与初级线圈704磁耦合的次级线圈706，以及次级线圈708。直流/直流转换器700包括开关Q1、开关Q2、开关Q3以及开关Q4。初级线圈704的一端通过开关Q1连接至地，通过开关Q2连接至输入端312。初级线圈704的另一端通过开关Q4连接至地，通过开关Q3连接至输入端312。
在一个实施例中，控制电路340交替地产生第一对控制信号PWM1和PWM3以及第二对控制信号PWM2和PWM4。举例来说，控制电路340在信号426的第一周期产生第一对控制信号PWM1和PWM3，在紧跟信号426第一周期的第二周期内产生第二对控制信号PWM2和PWM4，以及在紧跟信号426第二周期的第三周期内产生第一对控制信号PWM1和PWM3。
具体操作时，在一个实施例中，在信号426的第一周期内，开关Q1和开关Q3在开时间间隔TON内分别由控制信号PWM1和PWM3控制闭合，并在关时间间隔TOFF内分别由控制信号PWM1和PWM3控制断开。另外，在信号426的第一周期内开关Q2和开关Q4断开。当开关Q1和开关Q3闭合时，初级电流IP流经开关Q3、初级线圈704以及开关Q1从输入端312流向地，并且初级电流IP增大。相应地，次级电流IS流经次级线圈706、二极管D1以及电感L1并流向输出端314，而且电感L1存储磁能。当开关Q1和开关Q3断开时，初级电流IP切断，并且电感L1向输出端314释放功率。类似地，在信号426的第二周期内，开关Q2和开关Q4在开时间间隔TON内分别由控制信号PWM2和PWM4控制闭合，并在关时间间隔TOFF内分别由控制信号PWM2和PWM4控制断开。另外，在信号426的第二周期内开关Q1和开关Q3断开。当开关Q2和开关Q4闭合时，初级电流IP流经开关Q2、初级线圈704以及开关Q4，然后从输入端312流向地，并且初级电流IP增大。相应地，次级电流IS流经次级线圈708、二极管D2以及电感L1并流向输出端314，而且电感L1存储磁能。当开关Q2和开关Q4断开时，初级电流IP切断，并且电感L1向输出端314释放功率。
有利的是，用来控制图5、图6和图7中直流/直流转换器相关开关的控制信号的开时间间隔TON被控制为与横跨这些直流/直流转换器初级线圈的电压成反比，所以，流经这些初级线圈的电流具有不变的峰值。而且流经初级线圈的电流峰值在变压器电路非饱和范围内。
图8是根据本发明实施例的控制直流/直流转换器的方法的操作流程800示意图。图8与图3、图4A、图4B、图5、图6和图7结合描述。
在步骤802中，利用控制信号控制变压器电路。控制信号是周期信号，而且控制信号的每个周期包括开时间间隔TON和关时间间隔TOFF。举例来说，控制信号包括以上描述的信号330、426、PWM、PWM1、PWM2、PWM3和PWM4。变压器电路包括变压器电路402、变压器电路502、变压器电路602和变压器电路702。
在步骤804中，控制电路340在开时间间隔TON内增大流经变压器电路初级线圈的初级电流和增大流经变压器电路次级线圈的次级电流。举例来说，在开时间间隔TON，控制电路340闭合对应的开关使得初级线圈从功率源上接收功率。
在步骤806中，控制电路340在关时间间隔TOFF中终止增大初级电流。举例来说，在关时间间隔TOFF中，控制电路340断开对应的开关来切断初级线圈的电流路径。
在步骤808中，控制电路340控制开时间间隔TON与提供给初级线圈的输入电压成反比。因此，流经初级线圈的初级电流具有不变的峰值电流，该电流在变压器电路的非饱和范围内。
总的来说，本发明的实施例提供一种控制器和功率转换器以及控制功率转换器的方法。功率转换器包括变压器电路。控制器通过控制时间间隔，所述时间间隔例如初级电流流经变压器电路初级线圈所占用的时间间隔，使所述时间间隔与提供给初级线圈的输入电压成反比。因此，初级电流被控制在变压器电路磁流量相关的非饱和范围内。所以，本发明可以合理的控制功率转换器的输出。本发明可以用于各种场合，例如独立功率供应设备，包括电信设备、自动化设备，适配器以及电池充电器等等。
最后应当说明的是，以上实施例仅用来说明本发明而非限制，尽管参照较佳实施例对本发明进行了详细描述，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本发明进行修改或者等同替换，而不脱离本发明的精神和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。

Claims (16)

1.一种控制器，其特征在于，所述控制器包括：
控制端，用来提供控制信号从而控制功率转换器中的变压器电路，其中所述控制信号的每个周期包括第一时间间隔和第二时间间隔；以及
连接至所述控制端的控制电路，用来在所述第一时间间隔内增大流经所述变压器电路初级线圈的初级电流和增大流经所述变压器电路次级线圈的次级电流，在所述第二时间间隔内终止增大所述初级电流，以及控制所述第一时间间隔，使所述第一时间间隔与提供给所述初级线圈的输入电压成反比，
其中，所述控制信号控制所述初级电流在所述第一时间间隔内增大至峰值水平，其中所述峰值水平在所述控制信号的多个周期内保持不变并且在所述变压器电路的非饱和范围内，并且其中通过增大或减小所述控制信号的周期以改变所述第一时间间隔与所述控制信号的周期之比来控制所述功率转换器的输出功率。
2.根据权利要求1所述的控制器，其特征在于，所述控制器进一步包括与所述初级线圈串联连接的开关，其中所述开关由所述控制信号控制交替闭合和断开。
3.根据权利要求1所述的控制器，其特征在于，所述控制电路包括第一定时器，所述第一定时器响应触发信号而开始计时，并响应所述触发信号而将所述控制信号控制至第一水平；当所述第一时间间隔终止时，所述第一定时器将所述控制信号改变至第二水平；所述第一定时器还用于控制所述第一时间间隔与所述输入电压成反比。
4.根据权利要求3所述的控制器，其特征在于，所述控制电路进一步包括连接至所述第一定时器的第二定时器，其中所述第二定时器响应所述控制信号的改变而开始计时，并当所述第二时间间隔终止时产生所述触发信号。
5.根据权利要求4所述的控制器，其特征在于，当所述功率转换器的输出电压大于预设水平时，所述第二定时器增大所述第二时间间隔；当所述功率转换器的输出电压小于所述预设水平时，所述第二定时器减小所述第二时间间隔。
6.根据权利要求3所述的控制器，其特征在于，所述控制电路进一步包括连接至所述第一定时器的振荡器，用来产生所述触发信号，所述触发信号为周期信号。
7.根据权利要求6所述的控制器，其特征在于，当所述功率转换器的输出电压大于预设水平时，所述振荡器减小所述触发信号的频率；当所述功率转换器的输出电压小于所述预设水平时，所述振荡器增大所述触发信号的频率。
8.根据权利要求1所述的控制器，其特征在于，所述功率转换器包括转换电路，所述转换电路为正向转换器、推挽式转换器、半桥转换器或全桥转换器；所述转换电路包括所述变压器电路。
9.一种控制功率转换器的方法，其特征在于，所述方法包括：
利用控制信号控制变压器电路，其中所述控制信号的每个周期包括第一时间间隔和第二时间间隔；
在所述第一时间间隔内增大流经所述变压器电路初级线圈的初级电流和增大流经所述变压器电路次级线圈的次级电流；
在所述第二时间间隔内终止增大所述初级电流；以及
控制所述第一时间间隔，使所述第一时间间隔与提供给所述初级线圈的输入电压成反比，其中，
所述增大所述初级电流包括在所述第一时间间隔内将所述初级电流增大至峰值水平，
所述控制所述第一时间间隔的步骤进一步包括：控制所述峰值水平在所述控制信号的多周期内保持不变并且在所述变压器电路的非饱和范围内，以及
通过增大或减小所述控制信号的周期以改变所述第一时间间隔与所述控制信号的周期之比来控制所述功率转换器的输出功率。
10.根据权利要求9所述的控制功率转换器的方法，其特征在于，所述方法进一步包括，响应触发信号而开始计时并且将所述控制信号控制至第一水平；以及当所述第一时间间隔终止时将所述控制信号改变至第二水平。
11.根据权利要求10所述的控制功率转换器的方法，其特征在于，所述方法进一步包括，
当所述控制信号的每个周期内的第二时间间隔终止时产生所述触发信号；
当所述功率转换器的输出电压大于预设水平时，增大所述控制信号的周期；以及
当所述功率转换器的输出电压小于预设水平时，减小所述控制信号的周期。
12.一种功率转换器，其特征在于，所述功率转换器包括：
转换电路，所述转换电路包括变压器电路，所述变压器电路包括初级线圈和次级线圈，所述变压器电路在控制信号的多个周期内运行，其中所述控制信号的每个周期包括第一时间间隔和第二时间间隔；以及
连接至所述变压器电路的控制器，用来提供所述控制信号从而控制所述变压器电路；所述控制器包括控制电路，所述控制电路用来：在所述第一时间间隔内增大流经所述初级线圈的初级电流和增大流经所述次级线圈的次级电流；在所述第二时间间隔内终止增大所述初级电流；控制所述第一时间间隔，使所述第一时间间隔与提供给所述初级线圈的输入电压成反比；在所述第一时间间隔内将所述初级电流增大至峰值水平，其中所述峰值水平在所述多个周期内保持不变并且在所述变压器电路的非饱和范围内；以及通过增大或减小所述控制信号的周期以改变所述第一时间间隔与所述控制信号的周期之比来控制所述功率转换器的输出功率。
13.根据权利要求12所述的功率转换器，其特征在于，所述转换电路进一步包括电感，所述电感连接至所述变压器电路的次级线圈，所述电感用于在所述第一时间间隔内存储能量并在所述第二时间间隔内释放能量。
14.根据权利要求12所述的功率转换器，其特征在于，当所述功率转换器的输出电压大于预设水平时，所述控制电路增大所述控制信号的周期，并且当所述功率转换器的输出电压小于所述预设水平时，减小所述控制信号的周期。
15.根据权利要求12所述的功率转换器，其特征在于，所述控制器进一步包括与所述变压器电路的初级线圈串联连接的开关，所述开关由所述控制电路控制交替闭合和断开。
16.根据权利要求12所述的功率转换器，其特征在于，所述转换电路为正向转换器、推挽式转换器、半桥转换器或全桥转换器。
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