JP2013027301A - 電力変換装置用制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】従来の電力変換装置は、重い負荷のとき、電力制御が困難であり、軽い負荷のとき、電圧制御が困難であるとともに、電力効率が比較的低い。
【解決手段】電力変換装置用の制御装置において、制御端子は、電力変換装置を制御するための制御信号を提供できる。制御信号の１周期は、第１の時間間隔および第２の時間間隔を有する。制御回路は、第１の時間間隔に、トランス回路の一次巻線を流れる一次電流およびトランス回路の二次巻線を流れる二次電流を増加させることができ、第２の時間間隔に、一次電流の増加を終了させることができる。制御回路は、第１の時間間隔を一次巻線に供給される入力電圧に反比例させるようにも制御することができる。
【選択図】図３

Description

本発明は、電力変換装置用制御装置に関する。

図１は、従来のＤＣ−ＤＣコンバータ１００の回路図を示す。このＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、トランス１０２と、このトランス１０２の一次巻線に直列に接続されたスイッチＳＷ０とを有する。制御信号１０６は、スイッチＳＷ０を制御して、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の出力電力を制御する。一例として、制御信号１０６は、スイッチＳＷ０をオンにして、トランス１０２の一次巻線を電源（例えば、ＤＣ電圧Ｖ_ＤＣ）に接続して、トランス１０２の一次巻線に一次電流Ｉ_Ｐを流れさせることができる。それに応じて、二次電流Ｉ_Ｓがトランス１０２の二次巻線を流れ、インダクタＬを通って、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の出力端子に流れる。その間に、インダクタＬは、磁気エネルギーを蓄える。また、制御信号１０６は、スイッチＳＷ０をオフにして、一次巻線を電源から切り離して、一次電流Ｉ_Ｐを遮断することができる。そうしている間に、インダクタＬは、磁気エネルギーを電気エネルギーに変換して、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の出力端子に電力を放出する。制御信号１０６は、スイッチＳＷ０のデューティ比を大きくして、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の出力を大きくしたり、またスイッチＳＷ０のデューティ比を小さくして、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の出力を小さくしたりすることができる。

一次電流Ｉ_Ｐが指定の範囲内、例えば｜Ｉ_Ｐ｜＜Ｉ_ＳＰＥＣなどのとき、トランス１０２の磁束密度１０４を、一次電流Ｉ_Ｐに直線的に比例させることができる。このような状況では、一次巻線から二次巻線に伝達される電力量を、一次電流Ｉ_Ｐによって制御することができる。他方において、一次電流Ｉ_Ｐが非飽和領域を越える場合、例えば｜Ｉ_Ｐ｜＞Ｉ_ＳＡＴＵなどの場合、トランスに固有の性質に起因して、トランス１０２の磁束密度１０４は、実質的に不変のままである。非飽和領域の閾値Ｉ_ＳＡＴＵは、上述の指定の範囲の閾値Ｉ_ＳＰＥＣより大きい。従って、一次電流Ｉ_Ｐが非飽和領域を越える場合、一次電流Ｉ_Ｐは、トランス１０２の電力伝達を制御できないであろう。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１００では、制御信号１０６が、一定の頻度でスイッチＳＷ０をオンにする。一方では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００が重い負荷に電力を供給する場合、制御信号１０６は、スイッチＳＷ０のデューティ比を大きくして、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００が重い負荷に十分に電力を供給するようにできる。本明細書で使用する「重い負荷」は、「軽い負荷」に比べて相対的に大きい電力を消費する負荷を意味する。不都合なことに、スイッチＳＷ０のデューティ比がデューティ比閾値より大きくなると、一次電流Ｉ_Ｐは、トランス１０２の非飽和領域を越え、トランス１０２の電力伝達は、適切に制御されないであろう。他方では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００が軽い負荷に電力を供給する場合、制御信号１０６は、スイッチＳＷ０のデューティ比を小さくできる。本明細書で使用する「軽い負荷」は、重い負荷に比べて相対的に小さい電力を消費する負荷を意味する。しかし、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、一定の頻度でスイッチＳＷ０のスイッチオン動作を行うので、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００が軽い負荷に電力を供給するとき、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の電力効率は比較的低い。

図２Ａは、別の従来のＤＣ−ＤＣコンバータ２００の回路図を示す。ＤＣ−ＤＣコンバータ２００は、ＬＬＣ（インダクタ−インダクタ−コンデンサ）共振コンバータである。ＤＣ−ＤＣコンバータ２００は、負荷２１４に出力電力を供給する。図２Ａに示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ２００は、１対のスイッチＳＷ１およびＳＷ２と、コンデンサ２０２と、インダクタ２０４と、トランス２０８と、整流器２１２とを有する。インダクタ２１０は、トランス２０８の一次巻線の等価インダクタを表す。デューティ比５０％のパルス幅変調（ＰＷＭ）信号２０６は、ＳＷ１とＳＷ２を交互にオンにして、振動電流Ｉ_ＯＳＣがコンデンサ２０２、インダクタ２０４、およびインダクタ２１０を流れるようにする。ＰＷＭ信号２０６は、スイッチＳＷ１およびＳＷ２のスイッチング周波数ｆ_２０６を制御することによって、ＤＣ−ＤＣコンバータ２００の出力電力を制御できる。

より具体的には、ＤＣ−ＤＣコンバータ２００は、コンデンサ２０２、インダクタ２０４、トランス２０８、および負荷２１４によって決まる共振周波数ｆ_Ｒを有する。ＰＷＭ信号２０６は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２００が負荷２１４により大きい電力を供給するように、スイッチＳＷ１およびＳＷ２のスイッチング周波数ｆ_２０６を共振周波数ｆ_Ｒに近付けるように制御することもできるし、またＤＣ−ＤＣコンバータ２００が負荷２１４により小さい電力を供給するように、スイッチング周波数ｆ_２０６を共振周波数ｆ_Ｒから離れるように制御することもできる。

しかし、ＬＬＣ共振コンバータ固有の性質によって、負荷２１４が軽い負荷の場合、出力電圧Ｖ_ＯＵＴ対スイッチング周波数ｆ_２０６の変化率は、大きすぎるかまたは小さすぎる。一例として、図２Ｂは、ＤＣ−ＤＣコンバータ２００が軽い負荷に電力を供給するときの、出力電圧Ｖ_ＯＵＴ対スイッチング周波数ｆ_２０６の関係図を示す。図２Ｂに示すように、スイッチング周波数ｆ_２０６が指定周波数ｆ_Ｎ１より低いとき、出力電圧Ｖ_ＯＵＴ対スイッチング周波数ｆ_２０６の変化率は、比較的大きく、出力電圧Ｖ_ＯＵＴは不安定であろう。スイッチング周波数ｆ_２０６が指定周波数ｆ_Ｎ１より大きいとき、スイッチング周波数ｆ_２０６が高くなるにつれて、出力電圧Ｖ_ＯＵＴは限界電圧Ｖ_ＬＭに近付く。その結果、ＤＣ−ＤＣコンバータ２００は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴを適切に制御できないであろう。

一実施形態において、電力変換装置用制御装置は、制御端子と、この制御端子に接続された制御回路とを有する。制御端子は、電力変換装置を制御するための制御信号を提供する。制御信号の１周期は、第１の時間間隔と、第２の時間間隔とを有する。制御回路は、第１の時間間隔に、トランス回路の一次巻線を流れる一次電流およびトランス回路の二次巻線を流れる二次電流を増加させ、第２の時間間隔に、一次電流の増加を終了させる。制御回路は、第１の時間間隔を一次巻線に供給される入力電圧に反比例させるようにさらに制御する。

特許請求の範囲に記載する本発明に関する実施形態の特徴および利点は、図面を参照した以下の詳細説明が進むに連れて、明らかになるであろう。複数の図面において、同じ符号は、同じ要素を表している。

従来の電力変換装置の回路図である。 別の従来の電力変換装置の回路図である。 図２Ａの電力変換装置に関する、出力電圧対スイッチング周波数の関係図である。 本発明の一実施形態による、ＤＣ−ＤＣコンバータの一例のブロック図である。 本発明の一実施形態による、ＤＣ−ＤＣコンバータの一例の回路図である。 本発明の一実施形態による、ＤＣ−ＤＣコンバータの一例の回路図である。 本発明の一実施形態による、ＤＣ−ＤＣコンバータの一例の回路図である。 本発明の一実施形態による、ＤＣ−ＤＣコンバータの一例の回路図である。 本発明の一実施形態による、ＤＣ−ＤＣコンバータの一例の回路図である。 本発明の一実施形態による、ＤＣ−ＤＣコンバータが行う動作例のフロー図である。

以下、本発明の実施形態について、詳細に説明する。本発明について、これらの実施形態に関して説明するが、本発明をこれらの実施形態に限定するつもりはないことが理解されるであろう。それどころか、本発明は、添付の特許請求の範囲に規定される本発明の精神および範囲内に含みうる代替形態、変更形態、および均等物を包含することを意図している。

さらに、本発明の以下の詳細説明においては、本発明を徹底的に理解してもらうために、数多くの具体的な詳細を記載する。しかし、本発明をこれらの具体的な詳細なしに実施しうることを、当業者は理解するであろう。他の場合には、本発明の態様を不要に分かりにくくしないように、公知の方法、手順、コンポーネントおよび回路は、詳細には説明しない。

本発明による実施形態は、例えばＤＣ−ＤＣコンバータなどの電力変換装置と、この電力変換装置用の制御装置とを提供する。制御装置は、電力変換装置のトランス回路によって行われる電力変換を制御できる。一実施形態では、制御装置は、トランス回路の一次巻線を流れる電流を制御して、電力変換装置の出力電圧を設定レベルに調節する。有利なことに、制御装置は、一次巻線を流れる電流がトランス回路の非飽和領域内になるように制御できる。トランス回路の非飽和領域においては、一次巻線を流れる電流によって、電力変換装置の出力を適切に制御できる。

図３は、本発明の一実施形態による、ＤＣ−ＤＣコンバータ３００の一例のブロック図を示す。ＤＣ−ＤＣコンバータ３００は、トランス式ＤＣ−ＤＣコンバータである。図３に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ３００は、制御回路３４０、スイッチ回路３４２、変換回路３４４、およびフィードバック回路３４８を有する。制御回路３４０または制御装置は、スイッチ回路３４２を制御する制御信号３３０を提供する制御端子を有して、出力端子３１４に接続された負荷（図示せず）への変換回路３４４からの出力電力を制御している。制御回路３４０は、フィードバック回路３４８からＤＣ−ＤＣコンバータ３００の出力電圧Ｖ_ＯＵＴを示すフィードバック信号Ｖ_ＦＢも受け取り、フィードバック信号Ｖ_ＦＢに応じて制御信号３３０を調節する。制御回路３４０は、制御信号３３０を調節して、出力電力Ｖ_ＯＵＴを設定レベルＶ_ＳＥＴに制御できる。

より具体的には、変換回路３４４は、例えば図３に磁気的に結合された一次巻線３０４と二次巻線３０６として示されている、トランスを有する。制御信号３３０は、周期信号でもよい。制御信号３３０の各周期Ｔ_ＣＹＣは、オン時間間隔Ｔ_ＯＮ（本明細書では「第１の時間間隔」とも呼ぶ）と、オフ時間間隔Ｔ_ＯＦＦ（本明細書では「第２の時間間隔」とも呼ぶ）とを有する。一実施形態では、制御信号３３０の周期Ｔ_ＣＹＣは、オン時間間隔Ｔ_ＯＮと、オフ時間間隔Ｔ_ＯＦＦとの合計に等しい。制御信号３３０は、スイッチ回路３４２を制御して、オン時間間隔Ｔ_ＯＮに、一次巻線３０４を流れる一次電流Ｉ_Ｐと、二次巻線３０６を流れる二次電流Ｉ_Ｓとを増加させることができる。一例として、オン時間間隔Ｔ_ＯＮでは、制御信号３３０は、一次巻線３０４が入力端子３１２から入力電力を受け取るように、スイッチ回路を制御する。制御信号３３０は、スイッチ回路３４２をさらに制御して、オフ時間間隔Ｔ_ＯＦＦに、一次電流Ｉ_Ｐの増加を終了させることができる。一例として、オフ時間間隔Ｔ_ＯＦＦでは、制御信号３３０は、一次巻線３０４の電流経路を切断するようにスイッチ回路３４２を制御するので、一次電流Ｉ_Ｐは遮断される。従って、制御回路３４０は、比Ｔ_ＯＮ／Ｔ_ＣＹＣ（１周期Ｔ_ＣＹＣ内のオン時間間隔Ｔ_ＯＮの周期Ｔ_ＣＹＣに対する比）を制御して、ＤＣ−ＤＣコンバータ３００の出力電力を制御することができる。例えば、制御回路３４０は、出力端子３１４に接続された負荷がより多くの電力を消費する場合、比Ｔ_ＯＮ／Ｔ_ＣＹＣを大きくして出力電力を大きくでき、また出力端子３１４に接続された負荷がより少ない電力を消費する場合、比Ｔ_ＯＮ／Ｔ_ＣＹＣを小さくして出力電力を小さくできる。制御回路３４０はまた、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが設定レベルＶ_ＳＥＴより小さい場合、比Ｔ_ＯＮ／Ｔ_ＣＹＣを大きくしたり、また出力電圧Ｖ_ＯＵＴが設定レベルＶ_ＳＥＴより大きい場合、比Ｔ_ＯＮ／Ｔ_ＣＹＣを小さくしたりすることもできる。結果として、出力電圧Ｖ_ＯＵＴは、設定レベルＶ_ＳＥＴに調節される。

一実施形態では、オン時間間隔Ｔ_ＯＮの間に、一次巻線３０４を流れる一次電流Ｉ_Ｐは、例えばゼロアンペアなどの指定のレベルからピークレベルＩ_ＰＭＡＸまで増加できる。ピークレベルＩ_ＰＭＡＸは、次の式で与えられてもよい。
Ｉ_ＰＭＡＸ＝Ｖ^’ _ＩＮ×Ｔ_ＯＮ／Ｌ_Ｍ （１）
上式で、Ｖ^’ _ＩＮは、一次巻線３０４の両端間の入力電圧を表し、Ｌ_Ｍは、一次巻線３０４の等価インダクタンスを表す。制御回路３４０は、オン時間間隔Ｔ_ＯＮを、例えば一次巻線３０４の両端間の電圧などの一次巻線３０４に供給される入力電圧Ｖ^’ _ＩＮに反比例させるように制御する。一例として、制御回路３４０は、ピークレベルＩ_ＰＭＡＸがＫ／Ｌ_Ｍに等しくなるように、オン時間間隔Ｔ_ＯＮをＫ／Ｖ^’ _ＩＮに等しくなるように制御できる。係数Ｋおよび等価インダクタンスＬ_Ｍは、定数にすることができる。ひいては、ピークレベルＩ_ＰＭＡＸを、制御信号３３０の複数の周期において、実質的に一定にすることができる。本明細書で使用する「実質的に一定」は、例えば回路構成部品が理想的でないことなどから、ピークレベルＩ_ＰＭＡＸは変わることがあるが、その範囲が比較的狭くて無視しうるくらいの範囲内で変わりうることを意味する。係数Ｋは、ピークレベルＩ_ＰＭＡＸがトランスの非飽和領域内になるように、例えばピークレベルＩ_ＰＭＡＸがトランスの非飽和領域の閾値Ｉ_ＳＡＴＵより小さくなるように、設定することができる。

有利なことに、制御回路３４０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３００が重い負荷に電力を供給するか、軽い負荷に電力を供給するかにかかわらず、一次電流Ｉ_Ｐをトランスの非飽和領域内になるように制御することができ、従って、制御回路３４０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３００の出力電力を適切に制御できる。さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータ３００が軽い負荷に電力を供給する場合、制御回路３４０は、比Ｔ_ＯＮ／Ｔ_ＣＹＣを小さくするように、制御信号３３０の周期Ｔ_ＣＹＣを長くできる。制御信号３３０の周期Ｔ_ＣＹＣを長くすると、スイッチ回路３４２のスイッチング周波数ｆ_ＳＷが低下し、従って、スイッチ回路３４２で行われるスイッチオン動作回数が減少する。その結果、電力消費が減少し、電力効率が向上する。

図４Ａは、本発明の一実施形態による、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００Ａの一例の回路図を示す。図４Ａについて、図３と合わせて説明する。図４Ａの例では、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００Ａは、フォワードコンバータである。図４Ａに示すように、制御回路３４０は、第１の回路４１８、第２の回路４１６、およびエラー増幅器４２８を有する。変換回路３４４は、トランス４０２（例として、磁気的に結合された一次巻線４０４と二次巻線４０６として示す）、整流器（例として、ダイオードＤ１およびＤ２を有する）、インダクタＬ１、およびフィルタコンデンサＣ１を有する。フィードバック回路３４８は、直列に接続された抵抗Ｒ１およびＲ２を有する。図４Ａの例では、図３のスイッチ回路３４２は、一次巻線４０４に直列に接続されたスイッチＱ１を有し、図３の制御信号３３０は、ＰＷＭ（パルス幅変調）制御信号を有する。

一実施形態では、制御回路３４０は、変換回路３４４の電力変換を制御するために、スイッチＱ１を交互にオンオフするＰＷＭ制御信号を生成する。制御回路３４０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３００の出力電圧Ｖ_ＯＵＴに直線的に比例するフィードバック信号Ｖ_ＦＢ（例として、抵抗Ｒ２の両端間の電圧）をさらに受け取る。制御回路３４０は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴを設定レベルＶ_ＳＥＴに調節するために、フィードバック信号Ｖ_ＦＢに応じてスイッチＱ１のデューティ比を調節する。さらに、制御回路３４０は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴを適切に制御できるように、一次巻線４０４を流れる一次電流Ｉ_Ｐをトランス４０２の非飽和領域内になるように制御する。

より具体的には、ＰＷＭ制御信号は、オン時間間隔Ｔ_ＯＮにスイッチＱ１をオンにし、オフ時間間隔Ｔ_ＯＦＦにスイッチＱ１をオフにする。スイッチＱ１のデューティ比は、比Ｔ_ＯＮ／Ｔ_ＣＹＣに等しい。一方では、スイッチＱ１がオンになると、一次電流Ｉ_Ｐが、一次巻線４０４およびスイッチＱ１を通ってグランドに流れる。一次巻線４０４は入力端子３１２から電力を受け取り、一次電流Ｉ_Ｐおよびトランス４０２の磁束密度が増加する。それに応じて、二次電流Ｉ_Ｓが、二次巻線４０６、ダイオードＤ１およびインダクタを通って出力端子３１４に流れ、二次電流Ｉ_Ｓは、一次電流Ｉ_Ｐの増加につれて増加する。インダクタＬ１は、二次電流Ｉ_ＳがインダクタＬ１を流れるとき、磁気エネルギーを蓄える。他方では、スイッチＱ１がオフになると、一次電流Ｉ_Ｐは遮断される。インダクタＬ１は、磁気エネルギーを電気エネルギーに変換して、出力端子３１４に電力を放出する。電流は、グランドから、並列に接続されたダイオードＤ１およびＤ２を介して、そしてインダクタＬ１を介して、出力端子３１４に流れることができる。こうして、制御回路３４０は、スイッチＱ１のデューティ比を大きくすることによって、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００Ａの出力電圧Ｖ_ＯＵＴを大きくすることができ、またスイッチＱ１のデューティ比を小さくすることによって、出力電圧Ｖ_ＯＵＴを小さくすることができる。

一実施形態において、第１の回路４１８は、第２の回路４１６からの第２の信号４２６に従って第１の信号４２４を生成し、第２の回路は、第１の回路４１８からの第１の信号４２４に従って第２の信号４２６を生成する。第２の回路４１６は、ＰＷＭ制御信号のオン時間間隔Ｔ_ＯＮを制御し、第１の回路４１８は、ＰＷＭ制御信号のオフ時間間隔Ｔ_ＯＦＦを制御する。

より具体的には、図４Ａの例において、第２の回路４１６は、ＴＯＮタイマを有し、第１の回路４１８は、ＴＯＦＦタイマ４２０を有する。一実施形態では、ＴＯＮタイマ４１６は、例えば第１の信号４２４の立ち上がりなどの、第１のトリガ信号に応えて時間測定を開始する。ＴＯＮタイマ４１６はまた、第１のトリガ信号に応えて、ＰＷＭ制御信号を例えば論理ハイレベルなどの第１のレベルに制御し、オン時間間隔Ｔ_ＯＮが終了すると、ＰＷＭ制御信号を例えば論理ローレベルなどの第２のレベルに変更する。一例として、第１の信号４２４の立ち上がりが発生した場合、ＴＯＮタイマ４１６は、第２の信号４２６およびＰＷＭ制御信号が論理ハイになるように制御するとともに、時間測定を開始する。オン時間間隔Ｔ_ＯＮが終了すると、ＴＯＮタイマ４１６は、第２の信号４２６を論理ローになるように変更して、ＰＷＭ制御信号を論理ローに変更する。図４Ａの例では、ＰＷＭ制御信号が論理ハイの場合、スイッチＱ１はオンになり、ＰＷＭ制御信号が論理ローの場合、オフになる。さらに、ＴＯＦＦタイマ４２０は、ＰＷＭ制御信号のレベルの変化に応えて、時間測定を開始し、オフ時間間隔Ｔ_ＯＦＦが終了すると、第１のトリガ信号を生成する。一例として、ＰＷＭ制御信号が論理ハイレベルから論理ローレベルに変更された場合、ＴＯＦＦタイマ４２０は、第２の信号４２６の立下りを検出できる。第２の信号４２６の立下りに応えて、ＴＯＦＦタイマ４２０は、第１の信号４２４が論理ローになるように制御するとともに、時間測定を開始する。オフ時間間隔Ｔ_ＯＦＦが終了すると、ＴＯＦＦタイマ４２０は、第１の信号４２４を論理ローレベルから論理ハイレベルに変更する。その結果、ＴＯＮタイマ４１６は、第１の信号４２４の立ち上がりを検出できる。

一実施形態では、ＴＯＮタイマ４１６は、例えば一次巻線４０４の両端間の電圧などの、一次巻線４０４に供給される入力電圧Ｖ_ＩＮを受け取り、オン時間間隔Ｔ_ＯＮを入力電圧Ｖ_ＩＮに反比例させるように制御する。こうして、一次電流Ｉ_Ｐは、トランス４０２の非飽和領域内の一定のピークレベルＩ_ＰＭＡＸを有しうる。さらに、図４Ａの例において、ＴＯＦＦタイマ４２０は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴを示す増幅信号Ｖ_ＣＯＭＰを受け取り、オフ時間間隔Ｔ_ＯＦＦを増幅信号Ｖ_ＣＯＭＰに反比例させるように制御する。より具体的には、例えばオペレーショナル・トランスコンダクタンス・アンプなどのエラー増幅器４２８は、フィードバック信号Ｖ_ＦＢを基準信号Ｖ_ＲＥＦと比較して、増幅信号Ｖ_ＣＯＭＰを制御する。基準信号Ｖ_ＲＥＦは、例えば出力電圧Ｖ_ＯＵＴのターゲットレベルなどの、設定レベルＶ_ＳＥＴに従って設定される。フィードバック信号Ｖ_ＦＢが基準信号Ｖ_ＲＥＦより大きい場合、例えば出力電圧Ｖ_ＯＵＴが設定レベルＶ_ＳＥＴより大きい場合、エラー増幅器４２８は、増幅信号Ｖ_ＣＯＭＰを小さくして、オフ時間間隔Ｔ_ＯＦＦが長くなる。従って、スイッチＱ１のデューティ比が小さくなって、出力電圧Ｖ_ＯＵＴを小さくする。フィードバック信号Ｖ_ＦＢが基準信号Ｖ_ＲＥＦより小さい場合、例えば出力電圧Ｖ_ＯＵＴが設定レベルＶ_ＳＥＴより小さい場合、エラー増幅器４２８は、増幅信号Ｖ_ＣＯＭＰを大きくして、オフ時間間隔Ｔ_ＯＦＦが短くなる。従って、スイッチＱ１のデューティ比が大きくなって、出力電圧Ｖ_ＯＵＴを大きくする。その結果、出力電圧Ｖ_ＯＵＴは、設定レベルＶ_ＳＥＴに調節される。

一実施形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００Ａは、フィードバック信号Ｖ_ＦＢを基準信号Ｖ_ＲＥＦと比較する比較器（図４Ａに図示せず）をさらに有する。フィードバック信号Ｖ_ＦＢが基準信号Ｖ_ＲＥＦより大きい場合、例えば出力電圧Ｖ_ＯＵＴが設定レベルＶ_ＳＥＴより大きい場合、比較器は、ＴＯＮタイマ４１６を無効にして、ＰＷＭ制御信号を論理ローに維持することができる。出力電圧Ｖ_ＯＵＴを、それに応じて小さくすることができる。出力電圧Ｖ_ＯＵＴが設定レベルＶ_ＳＥＴまで下がると、比較器は、ＴＯＮタイマ４１６を有効にして、第１の信号４２６を生成させることができる。

図４Ａの例では、第１の回路４１８はタイマを有するが、本発明はそのように限定されない。別の実施形態では、タイマは、発振器に置き換えられている。図４Ｂは、本発明の一実施形態による、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００Ｂの一例の回路図を示す。図４Ｂの例では、第１の回路４１８は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）４２２を有する。図４Ｂについて、図４Ａと合わせて説明する。

ＶＣＯ４２２は、例えば第１の信号４２４の立ち上がりなどの前述の第１のトリガ信号を周波数ｆ_ＳＷで生成でき、この周波数ｆ_ＳＷを増幅信号Ｖ_ＣＯＭＰに比例させるように制御する。一実施形態では、フィードバック信号Ｖ_ＦＢが基準信号Ｖ_ＲＥＦより大きい場合、例えば出力電圧Ｖ_ＯＵＴが設定レベルＶ_ＳＥＴより大きい場合、エラー増幅器４２８が増幅信号Ｖ_ＣＯＭＰを小さくして、例えばＰＷＭ制御信号の周波数ｆ_ＳＷなどの第１の信号４２４の周波数ｆ_ＳＷが低くなる。従って、ＰＷＭ制御信号の周期Ｔ_ＣＹＣが長くなり、スイッチＱ１のデューティ比が小さくなって、出力電圧Ｖ_ＯＵＴを小さくする。フィードバック信号Ｖ_ＦＢが基準信号Ｖ_ＲＥＦより小さい場合、例えば出力電圧Ｖ_ＯＵＴが設定レベルＶ_ＳＥＴより小さい場合、エラー増幅器４２８が増幅信号Ｖ_ＣＯＭＰを大きくして、例えばＰＷＭ制御信号のスイッチング周波数ｆ_ＳＷなどの第１の信号４２４の周波数ｆ_ＳＷが高くなる。従って、ＰＷＭ制御信号の周期Ｔ_ＣＹＣが短くなり、スイッチＱ１のデューティ比が大きくなって、出力電圧Ｖ_ＯＵＴを大きくする。結果として、出力電圧Ｖ_ＯＵＴは、設定レベルＶ_ＳＥＴに調節される。

図４Ａおよび図４Ｂの例では、制御回路３４０は、フォワードコンバータ４００Ａおよび４００Ｂを制御しているが、本発明は、そのように限定されない。制御回路３４０は、プッシュプルコンバータ、ハーフブリッジコンバータ、およびフルブリッジコンバータなどの他の用途にも使用できる。図５、図６および図７は、本発明の実施形態による、それぞれプッシュプルコンバータ５００、ハーフブリッジコンバータ６００、およびフルブリッジコンバータ７００の例の回路図を示す。図５、図６および図７について、図３、図４Ａおよび図４Ｂと合わせて説明する。

図５を参照する。変換回路３４４のトランス回路５０２は、一次巻線５０４および５０８と、これらの一次巻線５０４および５０８に磁気的に結合された二次巻線５０６および５１０とを有する。一次巻線５０４と５０８は、同じ巻線数Ｎ_Ｐを有してもよいが、必ずしもそうである必要はない。二次巻線５０６と５１０は、同じ巻線数Ｎ_Ｓを有してもよいが、必ずしもそうである必要はない。ＤＣ−ＤＣコンバータ５００は、一次巻線５０４および５０８にそれぞれ接続されたスイッチＱ２およびＱ１を有する。

制御回路３４０は、第２の信号４２６を受け取り、この信号４２６に従ってスイッチＱ１およびＱ２を制御するための制御信号ＰＷＭ１およびＰＷＭ２を生成するマルチプレクサ５３２を有する。このマルチプレクサ５３２は、制御信号ＰＷＭ１とＰＷＭ２を交互に生成する。一例として、マルチプレクサ５３２は、信号４２６の第１の周期に制御信号ＰＷＭ１を生成し、信号４２６の第１の周期の直後の信号４２６の第２の周期に制御信号ＰＷＭ２を生成し、さらに、信号４２６の第２の周期の直後の信号４２６の第３の周期に制御信号ＰＷＭ１を生成する。

動作に関する一実施形態では、信号４２６の第１の周期において、スイッチＱ１は、オン時間間隔Ｔ_ＯＮの間、制御信号ＰＷＭ１によってオンにされ、オフ時間間隔Ｔ_ＯＦＦの間、制御信号ＰＷＭ１によってオフにされる。また、スイッチＱ２は、信号４２６の第１の周期にオフにされる。スイッチＱ１がオンになると、一次電流Ｉ_Ｐが、入力端子３１２から一次巻線５０８を通ってグランドに流れて、一次電流Ｉ_Ｐは増加する。それに応じて、二次電流Ｉ_Ｓが、二次巻線５０６、ダイオードＤ１およびインダクタＬ１を通って出力端子３１４に流れ、インダクタＬ１が磁気エネルギーを蓄える。スイッチＱ１がオフになると、一次電流Ｉ_Ｐは遮断され、インダクタＬ１は、出力端子３１４に電力を放出する。電流は、グランドからダイオードＤ１およびＤ２を介して、そしてインダクタＬ１を介して出力端子３１４に流れることができる。同様に、信号４２６の第２の周期において、スイッチＱ２は、オン時間間隔Ｔ_ＯＮの間、制御信号ＰＷＭ２によってオンにされ、オフ時間間隔Ｔ_ＯＦＦの間、制御信号ＰＷＭ２によってオフにされる。また、スイッチＱ１は、信号４２６の第２の周期にオフにされる。スイッチＱ２がオンになると、一次電流Ｉ_Ｐが、入力端子３１２から一次巻線５０４を通ってグランドに流れて、一次電流Ｉ_Ｐは増加する。それに応じて、二次電流Ｉ_Ｓが、二次巻線５１０、ダイオードＤ２およびインダクタＬ１を通って出力端子３１４に流れ、インダクタＬ１が磁気エネルギーを蓄える。スイッチＱ２がオフになると、一次電流Ｉ_Ｐは遮断され、インダクタＬ１は、出力端子３１４に電力を放出する。電流は、グランドからダイオードＤ１およびＤ２を介して、そしてインダクタＬ１を介して出力端子３１４に流れることができる。

図６を参照する。変換回路３４４のトランス回路６０２は、一次巻線６０４と、この一次巻線６０４に磁気的に結合された二次巻線６０６および６０８とを有する。変換回路３４４は、入力端子３１２とグランドとの間に接続された、例として直列接続のコンデンサＣ３およびＣ４として示す、コンデンサ分割器をさらに有する。一次巻線６０４の一方の端子は、コンデンサＣ３およびＣ４の接続ノードに接続され、一次巻線６０４の他方の端子は、スイッチＱ１を介してグランドに接続されるとともに、スイッチＱ２を介して出力端子３１４に接続されている。

一実施形態では、制御回路３４０は、制御信号ＰＷＭ１とＰＷＭ２を交互に生成する。図６の制御信号ＰＷＭ１とＰＷＭ２の生成プロセスは、図５のプロセスと同様である。一実施形態では、コンデンサＣ３およびＣ４は、同じ静電容量を有してもよいが、必ずしもそうである必要はない。スイッチＱ１およびＱ２がオフのとき、一次巻線６０４の入力電圧、例えばコンデンサＣ３およびＣ４の接続ノードの電圧を、入力電圧Ｖ_ＩＮの半分に等しくできる。

動作に関する一実施形態では、信号４２６の第１の周期において、スイッチＱ１は、オン時間間隔Ｔ_ＯＮの間、制御信号ＰＷＭ１によってオンにされ、オフ時間間隔Ｔ_ＯＦＦの間、制御信号ＰＷＭ１によってオフにされる。また、スイッチＱ２は、信号４２６の第１の周期にオフにされる。スイッチＱ１がオンになると、一次電流Ｉ_Ｐ’が、コンデンサ分割器から一次巻線６０４を通ってグランドに流れ、一次電流Ｉ_Ｐ’は増加する。それに応じて、二次電流Ｉ_Ｓが、二次巻線６０６、ダイオードＤ１およびインダクタＬ１を通って出力端子３１４に流れ、インダクタＬ１が磁気エネルギーを蓄える。スイッチＱ１がオフになると、一次電流Ｉ_Ｐ’は遮断され、インダクタＬ１は、出力端子３１４に電力を放出する。同様に、信号４２６の第２の周期において、スイッチＱ２は、オン時間間隔Ｔ_ＯＮの間、制御信号ＰＷＭ２によってオンにされ、オフ時間間隔Ｔ_ＯＦＦの間、制御信号ＰＷＭ２によってオフにされる。また、スイッチＱ１は、信号４２６の第２の周期にオフである。スイッチＱ２がオンになると、一次電流Ｉ_Ｐ’が、入力端子３１２から一次巻線６０４を通ってコンデンサ分割器に流れ、一次電流Ｉ_Ｐ’は増加する。それに応じて、二次電流Ｉ_Ｓが、二次巻線６０８、ダイオードＤ２およびインダクタＬ１を通って出力端子３１４に流れ、インダクタＬ１が磁気エネルギーを蓄える。スイッチＱ２がオフになると、一次電流Ｉ_Ｐ’は遮断され、インダクタＬ１は、出力端子３１４に電力を放出する。

図７を参照する。変換回路３４４のトランス回路７０２は、一次巻線７０４と、この一次巻線７０４に磁気的に結合された二次巻線７０６および７０８とを有する。ＤＣ−ＤＣコンバータ７００は、スイッチＱ１、Ｑ２、Ｑ３およびＱ４を有する。一次巻線７０４の一方の端子は、スイッチＱ１を介してグランドに接続されるとともに、スイッチＱ２を介して入力端子３１２に接続されている。一次巻線７０４の他方の端子は、スイッチＱ４を介してグランドに接続されるとともに、スイッチＱ３を介して入力端子３１２に接続されている。

一実施形態では、制御回路３４０は、第１の対の制御信号ＰＷＭ１およびＰＷＭ３と、第２の対の制御信号ＰＷＭ２およびＰＷＭ４とを交互に生成する。一例として、制御回路３４０は、信号４２６の第１の周期に第１の対の制御信号ＰＷＭ１およびＰＷＭ３を生成し、この信号４２６の第１の周期の直後の信号４２６の第２の周期に、第２の対の制御信号ＰＷＭ２およびＰＷＭ４を生成し、さらに、この信号４２６の第２の周期の直後の信号４２６の第３の周期に、第１の対の制御信号ＰＷＭ１およびＰＷＭ３を生成する。

動作に関する一実施形態において、信号４２６の第１の周期では、スイッチＱ１およびＱ３は、オン時間間隔Ｔ_ＯＮの間、制御信号ＰＷＭ１およびＰＷＭ３によってオンにされ、オフ時間間隔Ｔ_ＯＦＦの間、制御信号ＰＷＭ１およびＰＷＭ３によってオフにされる。また、スイッチＱ２およびＱ４は、信号４２６の第１の周期にオフである。スイッチＱ１およびＱ３がオンになると、一次電流Ｉ_Ｐが、入力端子３１２からスイッチＱ３、一次巻線７０４およびスイッチＱ１を通ってグランドに流れて、一次電流Ｉ_Ｐは増加する。それに応じて、二次電流Ｉ_Ｓが、二次巻線７０６、ダイオードＤ１およびインダクタＬ１を通って出力端子３１４に流れ、インダクタＬ１が磁気エネルギーを蓄える。スイッチＱ１およびＱ３がオフになると、一次電流Ｉ_Ｐは遮断され、インダクタＬ１は、出力端子３１４に電力を放出する。同様に、信号４２６の第２の周期において、スイッチＱ２およびＱ４は、オン時間間隔Ｔ_ＯＮの間、制御信号ＰＷＭ２およびＰＷＭ４によってオンにされ、オフ時間間隔Ｔ_ＯＦＦの間、制御信号ＰＷＭ２およびＰＷＭ４によってオフにされる。また、スイッチＱ１およびＱ３は、信号４２６の第２の周期にオフである。スイッチＱ２およびＱ４がオンになると、一次電流Ｉ_Ｐが、入力端子３１２からスイッチＱ２、一次巻線７０４およびスイッチＱ４を通ってグランドに流れて、一次電流Ｉ_Ｐは増加する。それに応じて、二次電流Ｉ_Ｓが、二次巻線７０８、ダイオードＤ２およびインダクタＬ１を通って出力端子３１４に流れ、インダクタＬ１が磁気エネルギーを蓄える。スイッチＱ２およびＱ４がオフになると、一次電流Ｉ_Ｐは遮断され、インダクタＬ１は、出力端子３１４に電力を放出する。

有利なことに、図５、図６および図７のＤＣ−ＤＣコンバータに関係する例えばＱ１、Ｑ２、Ｑ３およびＱ４などのスイッチを制御する制御信号のオン時間間隔Ｔ_ＯＮが、ＤＣ−ＤＣコンバータの一次巻線の両端間の電圧に反比例するように制御されるので、一次巻線を流れる電流は、実質的に一定のピークレベルを有することができる。一次巻線を流れる電流のピークレベルを、トランス回路の非飽和領域内にすることができる。

図８は、本発明の一実施形態による、ＤＣ−ＤＣコンバータが行う動作例のフロー図８００を示す。図８について、図３、図４Ａ、図４Ｂ、図５、図６および図７と合わせて説明する。

ブロック８０２において、制御信号がトランス回路を制御する。制御信号は、周期信号でもよく、制御信号の各周期は、オン時間間隔Ｔ_ＯＮおよびオフ時間間隔Ｔ_ＯＦＦを有する。一例として、制御信号には、本明細書に記載の信号３３０、４２６、ＰＷＭ、ＰＷＭ１、ＰＷＭ２、ＰＷＭ３およびＰＷＭ４を含む。トランス回路には、トランス回路４０２、５０２、６０２および７０２を含む。

ブロック８０４において、制御回路３４０が、オン時間間隔Ｔ_ＯＮに、トランス回路の一次巻線を流れる一次電流と、トランス回路の二次巻線を流れる二次電流とを増加させる。一例として、オン時間間隔Ｔ_ＯＮに、制御回路３４０は、一次巻線が電源から電力を受け取るように対応するスイッチをオンにする。

ブロック８０６において、制御回路３４０は、オフ時間間隔Ｔ_ＯＦＦに一次電流の増加を終了させる。一例として、オフ時間間隔Ｔ_ＯＦＦに、制御回路３４０は、一次巻線の電流経路を切断するように対応するスイッチをオフにする。

ブロック８０８において、制御回路３４０は、オン時間間隔Ｔ_ＯＮを一次巻線に供給される入力電圧に反比例させるように制御する。結果として、一次巻線を流れる一次電流は、トランス回路の非飽和領域内の実質的に一定のピークレベルを有する。

要約すると、本発明による実施形態は、ＤＣ−ＤＣコンバータと、このＤＣ−ＤＣコンバータを制御する制御装置とを提供する。このＤＣ−ＤＣコンバータは、トランスを有する。制御装置は、例えば一次電流がトランスの一次巻線を流れる期間などの時間間隔を、一次巻線に供給される入力電圧に反比例させるように制御する。従って、一次電流は、トランスの磁束密度に関係する非飽和領域内である。その結果として、制御装置は、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を適切に制御できる。本発明は、通信デバイス、自動車用デバイス、アダプタ、充電器等における個別電源などの種々の用途に使用することができる。

これまでの説明および図面は本発明の実施形態を表しているが、添付の特許請求の範囲に規定される本発明の原理の精神および範囲から逸脱することなく、これらの実施形態に種々の追加、変更および代替を行いうることが理解されるであろう。本発明の原理から逸脱することなしに特定の環境および動作要件に具体的に適合される、本発明の実践において使用される形態、構造、配置、割合、材料、要素、コンポーネントやその他の多くの変更を行って、本発明を使用しうることを、当業者は理解するであろう。従って、本開示の実施形態は、全ての面において説明であり、限定ではないと見なされるものである。本発明の範囲は、添付の特許請求の範囲およびその法的均等物に示されており、これまでの説明に限定されるものではない。

１００、２００，３００、４００Ａ、４００Ｂ、５００、６００、７００ ＤＣ−ＤＣコンバータ
１０２、２０８、４０２ トランス
１０４ 磁束密度
１０６、３３０ 制御信号
２０２、Ｃ１〜Ｃ４、Ｃ_Ｒ コンデンサ
２０４、Ｌ、Ｌ１、Ｌ_Ｒ インダクタ
２０６ パルス幅変調信号
２１０、Ｌ_Ｍ 一次巻線の等価インダクタ
２１２ 整流器
２１４ 負荷
３１２ 入力端子
３０４、４０４、５０４、５０８、６０４、７０４ 一次巻線
３０６、４０６、５０６、５１０、６０６、６０８、７０６、７０８ 二次巻線
３１４ 出力端子
３４０ 制御回路
３４２ スイッチ回路
３４４ 変換回路
３４８ フィードバック回路
４１６ 第２の回路、ＴＯＮタイマ
４１８ 第１の回路
４２０ ＴＯＦＦタイマ
４２２ 電圧制御発振器
４２４ 第１の信号
４２６ 第２の信号
４２８ エラー増幅器
５０２、６０２、７０２ トランス回路
５３２ マルチプレクサ
Ｄ１、Ｄ２ ダイオード
ｆ_２０６ スイッチング周波数
ｆ_Ｒ 共振周波数
ｆ_Ｎ１ 指定周波数
Ｉ_Ｐ、Ｉ_Ｐ’ 一次電流
Ｉ_Ｓ 二次電流
Ｉ_ＯＳＣ 振動電流
Ｎ_Ｐ、Ｎ_Ｐ’、Ｎ_Ｓ 巻線数
ＰＷＭ、ＰＷＭ１〜ＰＷＭ４ ＰＷＭ制御信号
Ｑ１〜Ｑ４ スイッチ
Ｒ１、Ｒ２ 抵抗
ＳＷ０〜ＳＷ２ スイッチ
Ｔ_ＯＮ オン時間間隔
Ｔ_ＯＦＦ オフ時間間隔
Ｖ_ＣＯＭＰ 増幅信号
Ｖ_ＤＣ ＤＣ電圧
Ｖ_ＦＢ フィードバック信号
Ｖ_ＩＮ 入力電圧
Ｖ_’ＩＮ 一次巻線３０４の両端間の入力電圧
Ｖ_ＬＭ 限界電圧
Ｖ_ＯＵＴ 出力電圧
Ｖ_ＲＥＦ 基準信号

Claims (20)

1. 電力変換装置用の制御装置であって、
   前記電力変換装置を制御し、かつその１周期に第１の時間間隔および第２の時間間隔を備える制御信号を提供するように構成された制御端子と、
   前記制御端子に接続された制御回路であって、前記第１の時間間隔に、トランス回路の一次巻線を流れる一次電流および前記トランス回路の二次巻線を流れる二次電流を増加させ、前記第２の時間間隔に、前記一次電流の増加を終了させ、かつ前記第１の時間間隔を前記一次巻線に供給される入力電圧に反比例させるように制御する前記制御回路と
   を備える制御装置。
2. 前記制御信号は、前記第１の期間の間に、前記一次電流をピークレベルまで増加させ、前記ピークレベルは、前記制御信号の複数の周期において実質的に一定である、請求項１に記載の制御装置。
3. 前記一次巻線に直列に接続されたスイッチをさらに備え、前記スイッチは、前記制御信号によって交互にオンオフされる、請求項１に記載の制御装置。
4. 前記制御回路は、第１のタイマを備え、前記第１のタイマは、トリガ信号に応えて時間測定を開始するとともに、前記トリガ信号に応えて前記制御信号を第１のレベルに制御し、前記第１の時間間隔が終了すると、前記制御信号を第２のレベルに変更し、かつ前記第１の時間間隔を前記入力電圧に反比例させるように制御する、請求項１に記載の制御装置。
5. 前記制御回路は、前記第１のタイマに接続された第２のタイマをさらに備え、前記第２のタイマは、前記制御信号のレベルの変化に応えて時間測定を開始し、前記第２の時間間隔が終了すると、前記トリガ信号を生成する、請求項４に記載の制御装置。
6. 前記第２のタイマは、前記電力変換装置の出力電圧が設定レベルより大きい場合、前記第２の時間間隔を長くし、前記出力電圧が前記設定レベルより小さい場合、前記第２の時間間隔を短くする、請求項５に記載の制御装置。
7. 前記制御回路は、前記第１のタイマに接続され、ある周波数で前記トリガ信号を生成するように構成された発振器をさらに備える、請求項４に記載の制御装置。
8. 前記発振器は、前記電力変換装置の出力電圧が設定レベルより大きい場合、前記周波数を下げ、前記出力電圧が前記設定レベルより小さい場合、前記周波数を上げる、請求項７に記載の制御装置。
9. 前記電力変換装置は、フォワードコンバータ、プッシュプルコンバータ、ハーフブリッジコンバータ、およびフルブリッジコンバータから成るグループの中から選択される変換回路を備える、請求項１に記載の制御装置。
10. 電力変換装置の制御方法であって、
    １周期に第１の時間間隔および第２の時間間隔を備える制御信号を使用してトランス回路を制御するステップと、
    前記第１の時間間隔に、前記トランス回路の一次巻線を流れる一次電流および前記トランス回路の二次巻線を流れる二次電流を増加させるステップと、
    前記第２の時間間隔に、前記一次電流の前記増加ステップを終了させるステップと、
    前記第１の時間間隔を前記一次巻線に供給される入力電圧に反比例させるように制御するステップと
    を備える方法。
11. 前記一次電流の前記増加ステップは、前記第１の時間間隔の間に、前記一次電流をピークレベルまで増加させるステップを備える、請求項１０に記載の方法。
12. 前記第１の時間間隔の前記制御ステップは、前記ピークレベルが前記制御信号の複数の周期において実質的に一定になるように制御するステップを備える、請求項１１に記載の方法。
13. トリガ信号に応えて時間測定を開始するステップと、前記トリガ信号に応えて前記制御信号を第１のレベルに制御するステップと、
    前記第１の時間間隔が終了すると、前記制御信号を第２のレベルに変更するステップと
    をさらに備える、請求項１０に記載の方法。
14. 前記制御信号の前記周期が終了すると、前記トリガ信号を生成するステップと、
    電力変換装置の出力電圧が設定レベルより大きい場合、前記周期を長くするステップと、
    前記出力電圧が前記設定レベルより小さい場合、前記周期を短くするステップと
    をさらに備える、請求項１３に記載の方法。
15. 電力変換装置であって、
    一次巻線および二次巻線を備え、１周期が第１の時間間隔および第２の時間間隔を備える、複数の周期で動作するように構成されたトランス回路と、
    前記トランス回路に接続された制御回路であって、前記第１の時間間隔に、前記一次巻線を流れる一次電流および前記二次巻線を流れる二次電流を増加させ、前記第２の時間間隔に、前記一次電流の増加を終了させ、かつ前記第１の時間間隔を前記一次巻線に供給される入力電圧に反比例させるように制御することができる前記制御回路と
    を備える電力変換装置。
16. 前記制御回路は、前記第１の時間間隔の間に、前記一次電流をピークレベルまで増加させ、前記ピークレベルが前記複数の周期において実質的に一定である、請求項１５に記載の電力変換装置。
17. 前記二次巻線に接続され、前記第１の時間間隔にエネルギーを蓄え、前記第２の時間間隔にエネルギーを放出するインダクタをさらに備える、請求項１５に記載の電力変換装置。
18. 前記制御回路は、前記電力変換装置の出力電圧が設定レベルより大きい場合、前記第１のトリガ信号の前記周期を長くし、前記出力電圧が前記設定レベルより小さい場合、前記周期を短くする、請求項１５に記載の電力変換装置。
19. 前記一次巻線に直列に接続されたスイッチをさらに備え、前記スイッチは、前記制御回路によって交互にオンオフされる、請求項１５に記載の電力変換装置。
20. フォワードコンバータ、プッシュプルコンバータ、ハーフブリッジコンバータ、およびフルブリッジコンバータから成るグループの中から選択される変換回路をさらに備える、請求項１５に記載の電力変換装置。

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