JP6004197B2

JP6004197B2 - 電力変換器

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Inventors: ステファン・ボール; ジアオ・ファム
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Description

本発明は概して制御回路に関し、より詳細には、本発明は電力変換器に使用される、多重動作モードを実現する制御回路に関する。

電力変換器の制御回路は数多くの目的や応用分野で使用されている。エネルギー効率の高い電力変換器の解決策を求める世界的な要求の高まりにより、これらの要求に合致する制御回路機能を求める需要が増大しつつある。さらに、ほとんどの電力変換器用途はコスト目標を有する。集積回路の一部を形成する制御回路の場合には、集積回路が収納されるパッケージはそのコストに大幅に寄与する。これが使用するピンまたは端子の数は、集積回路のパッケージのコストに影響する。したがって、電力変換器用途のコスト目標に合致するように、ピン数が少ないパッケージ内でエネルギー効率目標が満足させられることを可能にする制御モードを制御回路が実現することが望ましい。

エネルギー効率の高い電力変換器は通常では、制御回路とエネルギー伝達素子にスイッチが連結されるスイッチング電力変換器構造を採用している。このエネルギー伝達素子はフライバックもしくはフォワード形コンバータなどの電力変換器内の変圧器、またはバック、ＣｕｋもしくはＳＥＰＩＣコンバータなどの他の電力変換器構造内の単純なインダクタであってもよい。この制御回路は、エネルギー伝達素子を通って伝達されるエネルギー、したがって電力変換器の出力部へ供給される電力を調節するようにスイッチの切り換えを制御する。

多くの電力変換器制御の解決策は２つ以上の制御モードを実装する。通常では動作の１つの制御モードは正規の負荷条件で実装され、他のモードは極めて軽い負荷、スタンバイ、または無負荷条件下で実装される。極めて軽い負荷、スタンバイ、または無負荷条件に関する動作の通常の制御モードは、サイクル・スキッピングまたはバースト・モードの制御と称される。これらの制御モードは通常では、電力変換器の出力部に電力が供給される期間と電力変換器の出力部に供給される電力が実質的にゼロになる期間とを交互に変えることによって電力変換器の出力パラメータの調節を維持する。このタイプの制御モードでは、実質的にゼロの電力が電力変換器の出力部に供給される時間的期間が、通常では電力変換器の出力端子間に現れる出力電圧である出力パラメータの調節を維持するように調節される。実質的にゼロの電力が電力変換器の出力部に供給される期間は通常ではエネルギー伝達素子に連結されたスイッチの切り換えを一時的に止めることによって達成されるので、これらの制御モードは効率を向上させ、したがって電力変換器のエネルギー消費を削減する。したがってスイッチの切り換えに付随するスイッチング損失は、切り換えが一時停止される期間に対して除外される。

このバースト・モードまたはサイクリング・スキッピング・モードの動作は、極めて軽い負荷、スタンバイ、または無負荷の条件によく適している。しかしながら、新しく制定されるエネルギー効率規格は、広範囲の負荷条件全体にわたって厳格な電力変換器の効率目標が達成されることを要求している。より高い負荷条件下では、上述のサイクル・スキッピングまたはバースト・モードの制御方式は、これらが電力変換器の不安定性、増大した電力変換器出力電圧のリップル、場合によっては可聴ノイズにつながる傾向を有するので効果的ではない。

したがってより高い負荷条件下では、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御またはデューティ・サイクル制御方式がよりよく適している。本開示の目的に関しては、これらのＰＷＭまたはデューティ・サイクル制御方式は、電力変換器の出力部に供給される電力を調節するためのサイクル・スキッピングを必要としない方式として定義される。そのような制御方式は、電源の出力部に供給される電力を調節するための様々な他のパラメータを代わりに制御することによってスイッチング・サイクルを飛ばして進む必要性を回避する。例えば、電圧モードの制御は固定のスイッチング周波数を採用し、各々のスイッチング周期中のスイッチのオン時間を変える。スイッチング周波数はスイッチの１回のスイッチング・サイクル周期の逆数である。スイッチング・サイクルの周期全体に対するスイッチのオン時間の比はデューティ・サイクルと称される。

別の一般的な制御方式は電流モードの制御であり、これは固定のスイッチング周波数を採用し、スイッチがオンである間にスイッチ内を流れる電流の電流制限閾値を変える。電流制限閾値を調節することによって１サイクル当たりのエネルギーが調節され、電力変換器の出力部に供給される電力が調節される。

ＰＷＭまたはデューティ・サイクル制御方式のさらに別の例は、固定のオン時間と可変のオフ時間である。この制御方式の可変のオフ時間はスイッチング・サイクルの時間に変化を生じさせるが、それでもなお、供給される電力を調節するためにスイッチング・サイクルの時間周期が１つのスイッチング・サイクルから次へと漸進的に変えられ、かつ飛ばして進められるサイクルがないという点で上記に与えられたＰＷＭまたはデューティ・サイクル制御モードの動作の定義に適合する。

固定のオフ時間と可変のオン時間、共振モードと準共振モードといったさらに別の制御方式もすべて、サイクルを飛ばして進むことなく、代わりにスイッチのオン時間のパルス幅をスイッチング・サイクル周期の比として変えることによって電力変換器の出力部に供給される電力を調節する。ここでも再び、スイッチング・サイクル周期の比としてのスイッチのオン時間はデューティ・サイクルと称される。

各々の場合において、制御方式は結果としていくつかのスイッチング・サイクル全体にわたるスイッチング周期の変化につながることもあり得るが、これらはサイクルを飛ばして進まず、供給される電力を調節するためにスイッチング・サイクルの時間周期がいくつかのサイクル全体にわたって漸進的に変えられるので、これらは本開示に関するデューティ・サイクル制御モードの動作の定義に適合する。したがって本開示の目的に関しては、サイクルを飛ばして進むことなくスイッチのオン時間をスイッチング・サイクルの時間周期の比として変えることを通じて供給電力を調節するこれらの様々な制御方式は、デューティ・サイクル制御モードの動作と称されることになる。これらの動作モードに関する代替の記述がＰＷＭモードの動作であることも可能であることを理解されたい。

多重デューティ・サイクル制御モードの動作の実現における１つの主要な課題は、動作モード間の円滑な移行を確実にすることである。各々のデューティ・サイクル制御動作モードが電力変換器の動作条件に応じて決まる制御ループの利得の観点で見ると異なった特性を有するので、モード間の移行は普通では電力変換器の制御ループの利得にある程度の変化または不連続性を誘発する。知られている解決策は１つの制御モードから別の制御モードへの移行中の制御ループ利得のどのような変化も結果として場合によってはモード間の発振を引き起こす制御ループの不安定性（これは電力変換器出力電圧のリップル、可聴ノイズ、および電力変換器内のある一定の部品への損傷さえ生じさせると見込まれる）につながらないことを確実にするために、デューティ・サイクル制御動作モード間の移行時にヒステリシスを使用する。

多重デューティ・サイクル制御モードの動作の実現における別の主要な課題は、低コストの解決策を維持することである。制御回路は多重動作モードを実現するための最小限の数の端子を必要としなければならない。多重デューティ・サイクル制御動作モードを実現する知られている解決策は、１つのデューティ・サイクル制御モードから別のモードへの移行時の負荷条件を感知するために追加の端子を使用することである。そのような端子は、出力負荷と共に変化する各々のスイッチング・サイクル中のエネルギー供給の期間を検出するために電力変換器のエネルギー伝達素子の追加の巻き線に連結される。そのような実施態様は、当該スイッチング・サイクルに関して電力変換器出力部へのエネルギー供給が完了していることの表示である、低電圧レベルにエネルギー伝達素子の追加の巻き線上の電圧が一巡する(ring)ときを感知する最下点検出（ＢＤ）方式を実施する。

したがって、低コストの電力変換器設計を維持するために低コストのパッケージを使用する一方で、多重デューティ・サイクル制御モードを実現することによって極めて広い負荷範囲全体にわたって高い電力変換器効率を維持する制御回路を有することが望ましい。

全体として、本発明の教示による多重動作モードを備えた制御回路を採用する一例の電力変換器を例示する概略図である。全体として、本発明の教示による多重動作モードを備えた一例の制御回路に関して制御波形を示す図である。全体として、本発明の教示による多重動作モードを備えた一例の制御回路について多様な動作モードに関する電流波形を示す図である。全体として、本発明の教示による多重動作モードを備えた制御回路を採用する他の例の電力変換器を例示する概略図である。全体として、本発明の教示による多重動作モードを備えた他の例の制御回路に関して制御波形を示す図である。本発明の教示による多重動作モードを備えた一例の制御回路のための一例の発振器回路を例示する概略図である。全体として、本発明の教示による多重動作モードを実現する制御回路の部分を例示する概略図である。

本発明の非限定的で非排他的な実施形態が添付の図面を参照しながら述べられるが、ここでは様々な図全体を通じて、別途指定されない限り類似した参照数字は類似した部品を参照する。

多重動作モードを有する制御回路を実施するための方法および装置が開示される。以下の説明では、本発明の十分な理解をもたらすために数多くの特定の詳細が述べられる。しかしながら、この特定の詳細が本発明を実践するために必ずしも必要でないことは当業者に明らかであろう。他の例では、よく知られている材料または方法は本発明を不明瞭にするのを避けるために詳しく述べられていない。

本願明細書全体を通じて「一実施形態」または「ある実施形態」に言及すると、その実施形態に関連して述べられる特定の特徴、構造、または特性が本発明の少なくとも１つの実施形態に含まれることを意味する。本願明細書全体を通じて様々な場所での「一実施形態」または「ある実施形態」というフレーズの出現は必ずしもすべてが同じ実施形態に言及しているわけではない。さらに、特定の特徴、構造、または特性が１つまたは複数の実施形態においていずれかの適切な組合せおよび／または部分組合せで組み合わされることもあり得る。さらに、本願明細書で提供される図が当業者への説明目的のためのものであり、これらの図面が必ずしも縮尺通りに引かれていないことを理解されたい。

本発明の教示による多重動作モードを備えた制御回路がここで述べられる。本発明の実施例は、多重動作モードを備えた制御回路を作り出すための方法および装置を含む。

図１は全体として、本発明の教示による多重デューティ・サイクル制御動作モードを備えた制御回路を採用する電力変換器１００の概略を示している。一例では、電力変換器１００はフライバック変換器である。他の例で電力変換器１００がフォワード形コンバータまたはバック・コンバータなどの多くの電力変換器構造のうちの１つであることもやはり可能であり、本発明の教示による孤立型または非孤立型の変換器であってもよいことに留意されたい。

図示されるように、制御回路１０２は一例ではＭＯＳＦＥＴ半導体スイッチであるスイッチ１０３に連結される。スイッチ１０３が、整流ブリッジ１１４を通じてＡＣ入力電圧１０１へと連結されているエネルギー伝達素子１０６へ連結されている。一例では、制御回路１０２とスイッチ１０３は、ハイブリッド型またはモノリシック型の集積回路として製造される集積回路１０４の一部を形成してもよい。制御回路１０２はフィードバック信号１０９を受けるように連結され、この信号は一例では電流信号であるが、電圧信号であることもやはり可能であり、それでも本発明の教示から恩恵を受ける。

この例では、制御回路１０２は電力変換器１００の電力変換器出力端子１１５に供給される電力を調節するように連結される。一例では、調節される特定の出力パラメータはＤＣ出力電圧１０７であるが、しかし異なる構造では出力端子１１５に流れる出力電流であってもよい。この例では、フィードバック信号１０９はフィードバック部品１１１、１１６、１１２を通る出力電圧１０７に応答して生成される。一例では、制御回路１０２は制御回路１０２への動作電力を供給するためにもやはりフィードバック端子１０５を使用する。キャパシタ１１８は、制御回路１０２に補給するために使用されるエネルギーを貯蔵するための低インピーダンス源を提供する。しかしながら他の例では、フィードバック端子と補給端子を分離する制御回路が本発明の教示に従って使用されることもやはり可能である。

この例では、制御回路１０２はスイッチ１０３、エネルギー伝達素子１０６、出力フィルタ１１３、ツェナー・ダイオード１１１、抵抗器１１６、光カプラ１１２、キャパシタ１１８も含む制御ループの一部として含まれている。この例では、上記に記載された部品類を含む制御ループはフィードバック信号１０９に応答した電力変換器出力端子１１５への電力供給を左右する利得特性を有する。制御ループ内の部品類のすべてが制御ループの利得に寄与するが、すべての条件下での制御ループの安定性はフィードバック信号１０９への制御器１０２の応答によって決まる。

一例では、下記で図６に関してさらに詳細に検討される制御器１０２内部の発振器が、制御器がデューティ・サイクル制御モードで動作しているときのスイッチ１０３のスイッチング・サイクル周期を決定する。この例では、制御回路１０２はまた、スイッチ１０３内を流れる電流１０８に応答した信号１２０を受けるように連結される。図１の例では、信号１２０はスイッチ１０３を横切って出現する電圧１１９を表すが、しかし他の例ではスイッチ１０３内に電流１０８を導くように連結された抵抗器がこの信号を発生させるために使用されることもあり得る。

図示されるように、制御回路１０２はまた、一例では電流制限閾値レベルを設定する抵抗器１２１へと連結される。スイッチ１０３内を流れる電流１０８がこの閾値レベルを超えれば、スイッチ１０３は制御回路１０２によってオフに切り換えられる。一例では、状況に応じて使用される抵抗器１２３がノード１２５とＤＣレール１２４との間に連結される。この抵抗器はＡＣ入力電圧１０１が変わると変化するノード１２５における信号を導入し、これが上述の電流制限閾値レベルを調節する。この特徴は、電流制限閾値レベルを変える処理が入力電圧と無関係に一定の最大の電力変換器出力電力性能を維持するのに役立つので、極めて広い入力電圧範囲の全域で動作することを要求される電力変換器の用途に有用である。

図２は、フィードバック信号１０９に応答する一例の制御回路１０２に関する制御特性２００を示している。特性２０１は、フィードバック信号２０９に対する制御回路のデューティ・サイクル２０４の応答を示している。この記述の目的に関すると、フィードバック信号２０９は電流信号とされる。領域２１２では、制御器１０２はフィードバック信号２０９に応答しない。電力変換器１００内で、この動作領域は始動または障害状態に関する可能性があり、ここでは電力変換器は電力変換器の出力部へと供給される電力を調節せず、それに代わって例えば最大デューティ・サイクル２１７、１００％のピーク・スイッチ電流２１６、１００％の発振器周波数２１８で動作している。他の例では、領域２１２において電力変換器は最大デューティ・サイクル２１７または１００％のピーク・スイッチ電流２１６と１００％の発振周波数２１８で動作していることもあり得る。

しかしながら、フィードバック信号の値Ｉｃ１（２０７）でデューティ・サイクル２０１が調節され始め、一例ではピーク・スイッチ電流２０２もやはり減少する。他の例では、電力変換器の設計と入力電圧に影響されるが、ピーク・スイッチ電流は異なる値のフィードバック信号２０９で調節され始めてもよい。しかしながらこの記述における説明の目的で、デューティ・サイクルとピーク・スイッチ電流の両方がＩｃ１（２０７）よりも大きいフィードバック信号で減少すると仮定される。

フィードバック信号の値Ｉｃ１（２０７）で、制御器は第１のデューティ・サイクル制御モード２１９に入る。一例ではこれは電圧制御モードであり、スイッチ１０３のオン時間は特性２０３で示されるように固定のスイッチング周波数（この記述の目的で、これはまた制御回路１０２内の発振器の発振器周波数でもある）で調節される。一例ではこの発振器は第１のデューティ・サイクル制御モード２１９の領域内の周波数ジッタを使用してもよく、ここではスイッチング周波数は平均１００％の値２１８付近に調節される。図の例では、周波数ジッタを使うこの技術は電力変換器１００による電磁障害（ＥＭＩ）の発生を減少させる技術である。

図２に示されるように、ピーク・スイッチ電流２０５の大きさはフィードバック信号２０９が値Ｉｃ２（２０８）に達すると閾値に到達する。一例ではピーク・スイッチ電流の閾値は１００％値２１６の５５％（２２２）である。他の例では、この閾値２２２は１００％値２１６のうちのどのような割合であってもよい。他の例では、１００％値２１６のうちのある割合である値２２２は電力変換器１００の動作条件に応答して可変であってもよい。例えば、図１の抵抗器１２２内を流れる電流はＡＣ入力電圧１０１の値に従って変化するであろう。この信号は１００％値２１６のうちのある割合である値２２２をＡＣ入力電圧１０１の値に従って変えるために制御器１０２によって使用されることが可能である。したがって閾値２２２は本発明の教示に従ってＡＣ入力電圧１０１の大きさに応答することになる。他の例では、図１のＦ端子１３０の電圧が制御器１０２の１００％のスイッチング周波数２１８を決定する。Ｆ端子１３０の電圧は１００％値２１６のうちのある割合である値２２２を１００％のスイッチング周波数２１８に従って変えるために制御器１０２によって使用されることが可能である。したがって閾値２２２は第１のデューティ・サイクル制御モード２１９内で本発明の教示に従って制御回路１０２のスイッチング周波数に応答する。

図の例に示されるように、フィードバック信号の値Ｉｃ２（２０８）で、制御回路１０２は第１のデューティ・サイクル制御モード２１９から第２のデューティ・サイクル制御モード２２０へと移行する。一例では、第２のデューティ・サイクル制御モード２２０は固定の電流制限、可変のスイッチング・サイクル時間モードの制御であり、ここでは制御回路１０２はピーク・スイッチ電流を固定の値に調節し、その一方でフィードバック信号２０９が増大するとき、電力変換器１００の出力部１１５に供給される電力を調節するためにスイッチング周波数２０６を１００％値２１８よりも下に調節する。一例ではスイッチング周波数２０６はスイッチ１０３のオフ時間を変化させることによって変えられる。したがって制御回路１０２は電力変換器１００の出力部１１５に供給される電力を本発明の教示に従って調節するために第１および第２のデューティ・サイクル制御モードを実現する。

図の例に示されるように、スイッチング周波数２０６はフィードバック信号２０９が値Ｉｃ３（２１０）に達すると閾値に到達する。一例ではスイッチング周波数の閾値２２４は１００％値２１８の２０％である。したがってフィードバック信号の値Ｉｃ３（２１０）で、制御回路１０２は本発明の教示に従って第２のデューティ・サイクル制御モード２２０から第３のデューティ・サイクル制御モード２２１へと移行する。一例では第３のデューティ・サイクル制御モード２２１は電圧制御モードであるが、上記で検討されたデューティ・サイクル制御モードのいずれであってもよく、制御回路１０２はスイッチ１０３のオン時間をスイッチング・サイクル時間周期全体の比として調節する。

一例では、２０％の周波数閾値２２４は可聴周波数範囲の直ぐ上であって例えば２０ｋＨｚから３０ｋＨｚである。大幅な可聴ノイズの発生の危険性を下げるために、この時点でスイッチング周波数２０６はこれ以上下げられない。その代わりにピーク電流２０５が下げられる。これはエネルギー伝達素子内のピーク磁束密度を下げる。このようにしてピーク磁束密度が、例えば２５％のピーク電流２２３に下げられたとき、電力変換器はバースト・モードまたはサイクル・スキッピング・モードを使用して可聴周波数範囲内で動作することが可能であり、続いて起こる軽負荷条件２１３では有意の可聴ノイズの発生を伴わない。したがって制御回路１０２は、電力変換器１００の出力部１１５に供給される電力を本発明の教示に従って調節するために第１、第２、第３のデューティ・サイクル制御モードを実現してきた。

一例では、フィードバック信号２０９が値Ｉｃ４（２１１）に到達すると、ここでも再び制御回路１０２はさらなる動作モードへと移行することがある。スイッチング周波数とピーク・スイッチ電流の両方が１００％値から大きく下げられるので、これは極めて軽負荷の条件２１３になりそうである。したがって、Ｉｃ４（２１１）よりも大きいフィードバック信号での動作モードはデューティ・サイクル制御モードの制御ではなくバースト・モードまたはサイクル・スキッピング・モードであることが可能である。

第１（２１９）と第３（２２１）のデューティ・サイクル制御領域におけるピーク・スイッチ電流２０５の減少の勾配は、図２に示された例に示されるように必ずしも直線でなければならないわけではない。例えば、スイッチ１０３内を流れる電流が第１のデューティ・サイクル制御モード２１９中に連続モードから不連続モードへと移行すれば、ピーク・スイッチ電流２０５とスイッチのデューティ・サイクル２０４との間の関係が連続動作モードと不連続動作モードとの間で変わるので勾配は変化することになる。さらに、第１（２１９）と第３（２２１）のデューティ・サイクル制御領域におけるピーク・スイッチ電流２０５の減少の勾配は、電力変換器１００への入力電圧１０１の値に応じて変化することになる。

図３は全体として、本発明の教示による多重動作モードを備えた一例の制御回路について、異なる動作モードに関する電流波形を示している。例えば、図３は上記の説明をさらに具体的に示すためにスイッチ１０３の電流１０８を波形３０８として示している。図示された電流波形は説明目的のために不連続であることに留意されたい。他の例では、本発明の教示を説明するために多様な負荷または電力線条件で連続的な電流波形、または連続的電流波形と不連続的電流波形の混合体が示されていてもよいことに留意されたい。

３０１に示された波形は、第１のデューティ・サイクル制御モード２１９におけるスイッチ１０３の電流波形の一例を示している。このモードではピーク電流値３０７が変えられ、その一方で一例ではサイクル時間Ｔcycle３０９は固定されて保たれる。ピーク電流３０７は図２に述べられた電圧モード制御におけるようにオン時間Ｔon３０６の制御によって変化する。他の例では、ピーク電流３０７は、電流モード制御における場合のように、フィードバック信号１０９に応答してＩｐｋ３０７、ピーク・スイッチ電流１０８を調節することによって直接変えられることもやはり可能である。他の例では、準共振または共振モードの変換器における場合のように、電力変換器の出力部に供給される電力を調節するためにＩｐｋ３０７とＴcycle３０９の両方を変えるようにしてもよい。さらに別の例では、Ｔｏｆｆ３２３を一定にし、Ｔon３０６を変えてもよい。

第１のデューティ・サイクル制御モード２１９のために使用される制御方式とは無関係に、ピーク・スイッチ電流３０７が閾値３２２に達すると第２のデューティ・サイクル制御モード２２０への移行がなされる。ピーク・スイッチ電流は電力変換器出力部への出力負荷の指標であり、最下点検出（ＢＤ）端子などの追加の端子の必要性を伴わずに制御回路１０２によって検出され、したがって制御回路１０２のコストを削減する。

したがってピーク・スイッチ電流３０７が閾値３２２に達すると、制御回路１０２の動作は第２のデューティ・サイクル制御モード２２０へと移行し、これは波形３０２によって具体的に示される。第２のデューティ・サイクル・モードの制御領域２２０では、電力変換器１００の出力部に供給される電力を調節するためにＴcycle３２４の時間が変えられる一方でＩｐｋ３１２は一定の値３２２に調節される。一例では、Ｔcycle３２４の時間はオフ時間Ｔｏｆｆ３１０を調節することによって変えられる。

Ｔcycle３２４がＴcycleの閾値３１３に達すると、制御回路１０２は波形３０３に示されるように第３のデューティ・サイクル制御モードへと移行する。上記の波形３０１の説明と共通して、第３のデューティ・サイクル制御モードの動作ではＩｐｋ３１４とＴon３１５が変化する。しかしながら、上記で波形３０１を参照して述べられたように、使用される制御のモードは本発明の教示による電圧モード、電流モード、準共振、共振、または可変オン時間／固定オフ時間のうちのいずれであってもよい。

第１のデューティ・サイクル制御モード２１９、第２のデューティ・サイクル制御モード２２０、第３のデューティ・サイクル制御モード２２１で適用される制御方式とは無関係に、図１を参照して検討された制御ループの安定性が重要である。軽負荷条件で適用される、知られているバースト・モードとサイクル・スキッピング・モードで過去に通常あった場合よりも高い負荷条件で移行が起こるので、これは特にその場合である。これは、まったくのスタンバイまたは無負荷条件下ではなく通常の電力変換器動作中にこれらの移行が起こるであろうことを意味する。

したがって、使用される制御方式とは無関係に、制御回路１０２の利得を、図２のデューティ・サイクル移行特性２０１に準拠して特性付けることが可能である。この特性は図３のスイッチのオン時間３０６、３１１、３１５をスイッチング・サイクル周期３０９、３２４、３１３と関連付ける。図２で標示２１４によって示されるように、制御回路１０２の利得はＩｃ１（２０７）とＩｃ４（２１１）との間の直線領域の曲線２０１の勾配の大きさに比例する。

したがって、多重デューティ・サイクル制御モードでの動作は、特に動作が第１（２１９）と第２（２２０）のデューティ・サイクル制御モードの動作の間、および第２（２２０）と第３（２２１）のデューティ・サイクル制御モードの動作の間で移行するときに曲線２０１の勾配を維持する能力に頼っている。これが達成されれば、電力変換器１００の全体的制御ループ利得は制御回路１０２が本発明の教示に従って第１（２１９）から第２（２２０）、および第２（２２０）から第３（２２１）のデューティ・サイクル制御モードへと移行するときに実質的に影響を受けないことになる。さらに、曲線２０１の勾配がこのようにして維持される場合、本発明の教示による動作モードの間で、過去の知られている電力変換器では動作モードを変えるときに見込まれるループ利得の変化に起因して必要であったヒステリシスを導入する必要がない。

図４は本発明の教示による多重動作モードを備えた制御回路を採用する別の例の電力変換器を概して略図で例示している。図４に示されるような一例の電力変換器４００の考慮が上記の検討の数学的例証を大幅に単純化することは理解されるであろう。見られるように、図４に例示された一例の電力変換器４００は多くの態様を図１の電力変換器１００と共有する。しかしながら光カプラ４１２がフィードバック・ピンＦＢ４１３と電位供給源４１１との間に連結されている。したがって、制御器４０２はバイアス・キャパシタ４１０から直接供給される別個のＶｃｃ供給端子４１２を有する。

図の例では、光カプラ４１２の接続のせいでフィードバック電流Ｉfb４０９の増大に対する制御回路４０２の応答はスイッチ４０３のデューティ・サイクルを上げることである。Ｉｃ１（２０７）とＩｃ４（２１１）との間の領域でフィードバック信号が増大するとデューティ・サイクルが直線的に下がる図１の一例の構造とは対照的に、図４の一例の構造では同じ動作領域でフィードバック信号が増大するとデューティ・サイクルが直線的に上がる。

これは図５に例示されており、ここではデューティ・サイクルがフィードバック信号５０９の増大と共に上がるように、またはデューティ・サイクルがフィードバック信号に比例するように、フィードバック信号対デューティ・サイクルに関して、図２に例示された特性図の曲線２０１の反対の勾配を備えた直線領域を示すためにが引き直されている。特性５０１はフィードバック信号が増大すると直線的に上がるように示されているが、デューティ・サイクルもしくはＰＷＭ制御モードの間の移行中に制御ループの利得が一定であることを確実にするために、特性の勾配５１４に対して必要なのは、第１（５１９）デューティ・サイクルと第２（５２０）デューティ・サイクルの間の移行、および第２（５２０）デューティ・サイクルと第３（５２１）デューティ・サイクルの間の移行もしくはＰＷＭ制御モードの間の移行中に実質的に一定であることのみである。

特性５０１は以下のように数学的に記述することが可能である。
デューティ・サイクル＝ｋ×Ｉfb （１）
ここでｋは特性５０１の勾配である。図３の波形と関係式３５０を参照すると、

であり、式１と２を組み合わせると、

となる。一例では、第１のデューティ・サイクルもしくはＰＷＭ制御モード５１９中にスイッチング周波数５０６、したがってスイッチング・サイクル時間周期（Ｔcycle）は一定にされる。したがって式３を再配列すると、
Ｔon＝ｋ2×Ｉfb （４）
となり、ここでｋ2＝ｋ×Ｔcycleである。

一例では、第２のデューティ・サイクル制御モード５２０中にピーク・スイッチ電流は一定である。このときＴcycleはＴonとＩfbの関数である。式３を再配列すると、

となる。したがって第２のデューティ・サイクル制御モードでは、スイッチング・サイクル時間周期（Ｔcycle）はスイッチのオン時間（Ｔon）とフィードバック電流（Ｉfb）の比に比例する。式４と５は両方共に式３から派生するので、特性５０１の勾配、したがって電力変換器の利得は、第１（５１９）から第２（５２０）へのデューティ・サイクル制御モードの移行中で一定である。

一例では、第３のデューティ・サイクル制御モード５２１の間でスイッチング周波数５０６、したがってスイッチング・サイクル時間周期（Ｔcycle）はここでも再び一定にされる。したがって、第２（５２０）から第３（５２１）へのデューティ・サイクル制御モードの移行中に制御器４０２の動作はスイッチ４０３のオン時間を変える動作に戻り、したがってここでも再び式４が当てはまるが、一例ではＴcycleの値は第１のデューティ・サイクル制御モード中の値とは異なる。それゆえに、特性５０１の勾配、したがって電力変換器の利得は第２（５２０）から第３（５２１）へのデューティ・サイクル制御モードの移行中で一定である。

第１のデューティ・サイクル動作モードにおける式４の関係によると、スイッチのオン時間Ｔonはフィードバック信号Ｉfbの大きさに直接比例する。さらに、式５の関係によって述べられる第２のデューティ・サイクル動作モードでは、スイッチング・サイクル時間周期はスイッチのオン時間とフィードバック信号の比に比例する。さらに、一例では、第３のデューティ・サイクル制御動作モードにおける式４の関係がここでも再び当てはまり、したがってスイッチのオン時間Ｔonはフィードバック信号Ｉfbの大きさに直接比例する。下記の説明は、上記で検討された機能を提供するために制御回路内で使用できる詳しい回路実施形態の一例を述べる。

特に、図６Ａは上記で検討された動作モードのための必要条件に従って固定または可変のＴcycle時間を与える一例の発振器回路６００を示している。図６Ｂは、キャパシタ６２７を横切って現れる発振器電圧Ｖth＋Ｖoscを概して示す一例の波形６０１を例示している。この例では、Ｔcycle時間６５３を供給するためにキャパシタ６２７が電圧レベル６５１と６５２との間で交互に充電され、放電する。一例では、ＴcycleはＩup６２８が一定に保たれる一方でＩdn放電電流６５０の値を変化させることによって変えられる。キャパシタＣ６２７の電圧が２つの発振器閾値レベルＶth６５２、Ｖm＋Ｖth６５１に達するとスイッチ６５７と６３０が交互に切り換えられ、これらは、スイッチ６３１と６３２を使用してコンパレータ６３３と接続および切断される。

一例では、出力信号６５５は図４のスイッチ４０３などのスイッチに連結され、各々のスイッチング・サイクルの開始時にスイッチ４０３がオンに切り換えられる時間を決定する。下記で図７を参照して検討されるように、他の論理回路が各々のスイッチング・サイクルでスイッチがオフに切り換えられる時間を決定することになる。図６の一例の波形６０１はキャパシタ６２７を横切って現れる発振器電圧Ｖth＋Ｖoscを示している。以下の数学的説明における説明目的で、スイッチ４０３のオン時間の終期に過度のＶthでキャパシタ６２７を横切る電圧である電圧レベルＶosc@ton６５７を識別することが有用である。スイッチ４０３のオン時間は時間６５８に始まり、時間６５９にスイッチ４０３のオフ切り換えが起こる。したがって各々の発振器サイクル中のスイッチ４０３のオン時間はＴon６６０である。

スイッチのオン時間の終期の時間と発振器電圧Ｖosc@ton６５７を識別することによって、発振器６００の発振器パラメータの観点から以下のようにＴonとＴcycleを表現することがここで可能になる。

特定された式６と７の関係でもって、式３のＴonとＴcycleに関して代入すると制御回路の動作モードに関係なく発振器回路パラメータの観点から制御ループ利得を実質的に一定に維持するために必要な以下の関係となる。

以下の式８の操作はＩdnを対象にするためであり、なぜならば上記の説明に従うと制御を与えるために変えられるものがこのパラメータであるからである。

回路実施形態の一例では、定数ｋは、

となるように一定にされた電流源であり、式８を再配列してｋについて代入すると、

となる。分母を除外するように式１０を再配列すると、
（Ｉfb×Ｖm×Ｉdn）＋（Ｉfb×Ｖm×Ｉup）＝Ｉｏ×Ｉdn×Ｖosc@ton （１１）
となる。Ｉdnを対象にするために式１１をさらに再配列すると、

となる。
スイッチのオン時間での発振器電圧Ｖosc@tonに基づき、式１２に従ってＩdnの値を設定する回路はしたがって、本発明の教示による制御回路の動作モードとは無関係に制御ループの利得を実質的に一定に維持することになる。

Ｉup６２８を一定に保ちながらＩdn放電電流６５０の値を変える以外に、Ｔcycleを変える多くの方式があることは理解できるであろう。例えばＩup６２８とＩdn６５０を一定に維持し、可変の遅延時間をスイッチ６５７かまたはスイッチ６３０のどちらかを閉じる前に導入することによって、発振器のサイクル時間Ｔoscを変えることが可能である。可変の遅延時間を電圧レベルＶosc@ton６５７の関数にすることによって、Ｔcycleを式３の関係に従って変えることが可能であり、したがって本発明の教示による制御回路の動作モードとは無関係に制御ループの利得を実質的に一定に維持することができる。

図７の概略図は全体として、本発明の教示に従って式１２の関係を実現する制御回路の部分の一例を示している。この例に示されるように、回路７５０は端子４１１、４１２、４１３、４５０を有し、一例ではこれらは図４に示された回路のそれぞれのノードに対応する。一例では、フィードバック信号Ｉfb７００は図４のフィードバック信号４０９と等価である。他の例では、フィードバック信号Ｉfb７００は図１のフィードバック電流Ｉｃ１０９の反転から生成される内部信号であってもよい。この例では、トランジスタ・スイッチ７２６は図１と４のそれぞれのスイッチ１０３と４０３と等価である。発振器７９０は図６Ａの発振器６００と等価であり、トランジスタ７２０は図６ＡのＩdn電流源６５０に相当する。

この例では、回路７５０の全体的機能は、一般的に、スイッチ７２６のオン時間の終期に発振器電圧Ｖosc７５３を捕捉することであり、次いで本発明の教示による式１２の関係に従って必要なＩdn７５２電流を設定するためにこのＶosc@ton電圧を使用する。

この例に示されるように、回路７５０はトランジスタ７０２、７０３、７０９、７１０によって形成された乗算回路を含む。この乗算回路の動作はトランジスタ７０２、７０３内を流れる電流の積がトランジスタ７０９、７１０内を流れる電流の積と等しくなるようにされる。したがって、トランジスタ７０２、７０３、７０９、７１０内を流れる電流が
以下のようになれば式１２が構築され得ることは明らかであろう。

７０２内を流れる電流＝Ｉup （１３）
７０３内を流れる電流＝Ｉfb （１４）

７１０内を流れる電流＝Ｉdn （１６）
図７の概略図からトランジスタ７０２、７０３内を流れる電流がそれぞれＩupおよびＩfbであることに留意されたい。この例に示されるように、電流源７０１は電流源７２８とは別の電流源であるが実質的に同じ電流を供給する。

この例ではトランジスタ７０９内を流れる電流は式１５の関係を与えるように以下の方式で構築される。トランジスタ７１５と７１６を整合させ、これらをその動作の直線領域で動作させ、トランジスタ７０７と７０８によって形成される電流ミラーを通じてこれらを結合させることによって、トランジスタ７１５と７１６を横切って現れる電圧は以下の関係式が真になるように等しくなり、

したがって

である。式１２内の特定の対象項はスイッチのオン時間の終期にスイッチがオフに切り換わる時間の発振器電圧Ｖosc@tonを使用するので、式１８を次のように書き直することが可能である。

式１２の分母を揃えるために、Ｉfbを取り去ることが残るのみである。図７の回路では、トランジスタ７１６内を流れる電流はＩfbを含み、これがノード７５６で合計される。このＩfbはトランジスタ７０３内を流れる電流を映し出すトランジスタ７０４と７０５によって形成される電流ミラーを通じて生成される。したがって式１９から、トランジスタ７０９内を流れる電流は次の通りである。

したがってトランジスタ７０２、７０３、７０９、７１０によって形成される乗算回路の動作を通じて、トランジスタ７１０内を流れる電流はＩdn（ｔ）となる。電流Ｉdn（ｔ）７５１は、電圧Ｖth＋Ｖosc７５３でこの電流は変化するであろうから時間の関数として表される。しかしながら、式１２の関係を満たすために、下記で述べられるようにスイッチ７２６のオン切り換わり時間の終期におけるＩdn（ｔ）７５１の値を計算することが必要である。

この例に示されるように、電流Ｉdn（ｔ）はトランジスタ７１２と７１３を通じて反映される。トランジスタ７１２と７１３は各々のスイッチング・サイクルでスイッチ７２６がオフに切り換わる時間を決定し、デューティ・サイクル制御モードの動作に応じて、閾値に達するスイッチ７２６内を流れる電流または閾値に達するスイッチ７２６のサイクル時間などを本発明の教示に従って含む論理回路７５７の一部を形成する。しかしながら、式１２の関係を与えるための回路７５０の動作はスイッチ７２６がオフに切り換えられる原因とは無関係に一定であり、したがって本発明の教示によるデューティ・サイクル制御モードの動作とは無関係に実質的に一定の利得を与えるようにこの例では特別に設計されるので、この論理の細部はさらに詳しく検討されない。

この例で続けると、Ｉdn（ｔ）７５１はトランジスタ７１４によってやはり反映され、これが次にトランジスタ７１９と７２０によって形成される電流ミラーによって再び反映される。しかしながらトランジスタ７１９、スイッチ７２２、キャパシタ７２１はサンプル・ホールド回路を形成する。この回路の機能はスイッチ７２６がオフに切り換えられる時間のＩdn（ｔ）の値を捕捉して保持することである。この機能を実施するために、スイッチ７２２はスイッチ７２６のためのゲート・ドライブ信号７５８を受けるように連結される。ゲート・ドライブ信号７５８が低レベルへと進むと、スイッチ７２２が開かれ、スイッチ７２６がオフに切り換えられた瞬間のＩdn（ｔ）の値に比例する電圧をキャパシタ７２１が保持する。この方式で、スイッチ７２２が開かれるとその後にトランジスタ７２０内を流れる電流であるＩdn７５２はもはや時変数ではなくなり、式１２の関係に従って、スイッチがオフに切り換わる瞬間の電流Ｉdn（ｔ）の値に実質的に固定される。このようにして、キャパシタ７２７の放電電流は本発明の教示によるデューティ・サイクル制御モードの動作とは無関係に式１２の関係に基づいて決定される。

本発明の具体的実施例の以上の説明は、要約で述べられるものも含めて、網羅的であることまたは開示された正確な形態への限定であることを意図されていない。本発明の特定の実施形態および例が例示目的で本願明細書に記述されるが、本発明のさらに広い精神および範囲から逸脱することなく様々な同等の修正形態が可能である。実に、特定の電圧、電流、周波数、電力範囲の値、時間などが説明目的のために与えられること、本発明の教示による他の実施形態および実施例で他の値もやはり採用され得ることは理解できるであろう。

上記の詳細な説明を考慮に入れるとこれらの修正形態が本発明の例となることが可能である。添付の特許請求の範囲に使用される用語は、本発明を本願明細書および特許請求の範囲に開示される特定の実施形態に限定するように解釈されるべきではない。そうではなく、その範囲は、確立された請求項解釈の教義に従って解釈されるべき添付の特許請求の範囲によって完全に決定されるべきである。したがって本願明細書および図面は限定ではなく例証であると見なされるべきである。

１００、４００電力変換器、１０１ＡＣ入力電圧、１０２、４０２制御回路、１０３、４０３、６３０、６３１、６３２、６５７、７２２スイッチ、１０５フィードバック端子、１０６エネルギー伝達素子、１０７ＤＣ出力電圧、１０８電流、１０９、２０９、５０９、７００フィードバック信号、１１１ツェナー・ダイオード、１１３出力フィルタ、１１４整流ブリッジ、１１５電力変換器出力端子、１１６、１２１、１２２、１２３抵抗器、１１８、６２７、７２１キャパシタ、１１９電圧、１２０信号、１２４ＤＣレール、１２５、７５６ノード。

Claims

電力変換器であって、
前記電力変換器の入力と出力の間に連結されるエネルギー伝達素子に連結されるスイッチ、
前記スイッチに連結される制御回路、および
前記電力変換器の出力と前記制御回路との間に連結され、フィードバック信号を前記制御回路に与えるフィードバック経路を備え、前記制御回路と前記フィードバック経路とは、前記電力変換器の出力パラメータに応答する制御ループ利得を有する制御ループを形成し、前記制御回路は、前記スイッチを切り替えて前記フィードバック信号に応答して前記電力変換器の出力に供給される電力を調節するための第１および第２のデューティサイクル制御モードを備え、前記制御ループ利得は前記第１および第２の制御モードの間での遷移の間、一定である、電力変換器。
電力変換器であって、
前記電力変換器の入力と出力の間に連結されるエネルギー伝達素子に連結されるスイッチ、
前記スイッチに連結される制御回路、および
前記電力変換器の出力と前記制御回路との間に連結され、フィードバック信号を前記制御回路に与えるフィードバック経路を備え、前記制御回路と前記フィードバック経路とは、前記電力変換器の出力パラメータに応答する制御ループ利得を有する制御ループを形成し、前記制御回路は、前記スイッチを切り替えて前記フィードバック信号に応答して前記電力変換器の出力に供給される電力を調節するための第１および第２のデューティサイクル制御モードを備え、
前記制御回路が前記第１のデューティサイクル制御モードで動作するとき前記フィードバック信号の大きさにスイッチのオン時間が比例し、前記制御回路が前記第２のデューティサイクル制御モードで動作するとき、スイッチングサイクル時間周期はスイッチオン時間と前記フィードバック信号の値との比に比例し、
前記制御ループ利得は前記第１および第２のデューティサイクル制御モードの間での遷移の間、一定である、電力変換器。
前記制御回路は、前記電力変換器の出力に供給される前記電力を調節する第３のデューティサイクル制御モードを備え、前記制御ループ利得は、前記第２および第３のデューティサイクル制御モードの間の遷移時に一定である、請求項１または２に記載の電力変換器。
前記第１のデューティサイクル制御モードは、電圧モード制御モードである、請求項１または２に記載の電力変換器。
前記第１のデューティサイクル制御モードは、電流モード制御モードである、請求項１または２に記載の電力変換器。
前記第１のデューティサイクル制御モードは、準共振型制御モードである、請求項１または２に記載の電力変換器。
前記第１のデューティサイクル制御モードは、可変オン時間固定オフ時間型制御モードである、請求項１または２に記載の電力変換器。
前記第２のデューティサイクル制御モードは、固定電流制限可変スイッチングサイクル時間制御モードである、請求項１または２に記載の電力変換器。
前記第３のデューティサイクル制御モードは、電圧モード制御モードである、請求項３に記載の電力変換器。
前記第３のデューティサイクル制御モードは電流モード制御モードである、請求項３に記載の電力変換器。
前記第３のデューティサイクル制御モードは、準共振型制御モードである、請求項３に記載の電力変換器。
前記第３のデューティサイクル制御モードは、可変オン時間固定オフ時間型制御モードである、請求項３に記載の電力変換器。
電力変換器の入力から前記電力変換器の出力へ供給される電力を調節する方法であって、
前記電力変換器の入力と出力との間に連結されるエネルギー伝達素子に連結される電力スイッチをスイッチングするステップと、
前記スイッチに連結される制御回路を用いて前記電力スイッチのスイッチングを制御して前記電力変換器の入力から前記電力変換器の出力に供給される電力を調節するステップと、
前記電力変換器の出力と制御回路との間に連結されるフィードバック経路に、制御回路が応答するフィードバック信号を発生するステップとを備え、前記制御回路と前記フィードバック経路とは、前記制御回路が備える第１のデューティサイクル制御モードから前記制御回路が備える第２のデューティサイクル制御モードへの移行の間、一定である制御ループ利得を有する制御ループを形成し、
前記制御回路は、さらに、前記電力変換器の入力から前記電力変換器の出力に供給される電力を調節する第３のデューティサイクル制御モードを備え、前記制御ループ利得は、前記第２および第３のデューティサイクル制御モードの間での移行の間、一定である、方法。
前記第１のデューティサイクル制御モードは、電圧モード制御モードまたは電流モード制御モードである、請求項１３記載の方法。
前記第１のデューティサイクル制御モードは、準共振型制御モードである、請求項１３記載の方法。
前記第１のデューティサイクル制御モードは、可変オン時間固定オフ時間型制御モードである、請求項１３記載の方法。
前記第２のデューティサイクル制御モードは固定電流制限可変スイッチングスイッチングサイクル時間制御モードである、請求項１３記載の方法。
電力変換器の制御ループにおいて用いられる制御装置であって、
前記電力変換器のスイッチに連結され、前記スイッチのスイッチングサイクルの開始時に前記スイッチがオン状態となる時間を決定する発振器と、
前記スイッチに連結されて前記スイッチのスイッチングサイクルの間に前記スイッチがオフ状態となる時間を決定する論理回路とを備え、
前記制御装置は、フィードバック信号の大きさに応答して前記電力変換器の出力へ供給される電力を調節するための第１および第２のデューティサイクル制御モードを備え、閾値よりも低いフィードバック信号の大きさに応答して、前記発振器は前記第１のデューティサイクル制御モードの間前記スイッチのスイッチングサイクルの時間を固定する出力信号を発生し、前記閾値よりも高い前記フィードバック信号に応答して、前記発振器は、前記第２のデューティサイクル制御モードの間前記スイッチの前記スイッチングサイクルの時間を変化させる前記出力信号を発生し、
前記制御ループの利得は前記第１および第２のデューティサイクル制御モードの間での遷移の間、一定である、制御装置。
電力変換器において用いられる制御装置であって、
前記電力変換器のスイッチに連結され、前記スイッチのスイッチングサイクル時間周期を決定する発振器と、
フィードバック信号の大きさに応答して前記スイッチのデューティサイクルを制御して前記電力変換器の出力を、前記電力変換器の制御ループ利得が前記制御装置のデューティサイクル制御モードの間の移行の間、一定となるように調節する論理回路とを備え、前記論理回路は、前記制御装置がデューティサイクル制御モードの間で移行するる時前記フィードバック信号の前記大きさの変化に対して前記デューティサイクルの変化を、一定の速度に維持することにより、一定の制御ループ利得を保持する、制御装置。
電力変換器において用いられる制御装置であって、
前記電力変換器のスイッチに連結されて前記スイッチのスイッチングサイクル時間周期を決定する発振器と、
前記スイッチのデューティサイクルを制御して前記電力変換器の出力を調節しかつ前記制御装置が第１のデューティサイクル制御モードと第２のデューティサイクル制御モードの間で移行するとき、前記電力変換器の制御ループ利得が、該移行の間一定となるようにフィードバック信号の大きさの変化に対する前記デューティサイクルの変化速度を、一定に保持する手段とを備える、制御装置。