JP2011062026A - スイッチング電源装置及び半導体装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】精度の高い安定した出力電圧を出力するスイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】スイッチング電源装置１００は、入力電圧ＶＩＮが印加される入力部１と、一次巻線３ａ及び二次巻線３ｂを有するトランス３と、出力電圧ＶＯを負荷２０に出力する出力部２と、スイッチング素子５と、制御回路１０とを備え、制御回路１０は、二次側導通時間を測定するＴ２ｏｎ測定部１０２と、測定された二次側導通時間と基準値との差が小さくなるように、スイッチング素子５のオンの周波数を変化させるための第２信号を出力する周波数制御回路１０４と、一次電流を検出する一次電流検出回路１０５と、検出された一次電流が閾値に等しくなった場合に、スイッチング素子５をオフさせるための第３信号を出力する電流比較回路１０６と、第２信号と第３信号とに基づいてスイッチング素子５のオンとオフとの切り替えを制御する発振制御回路１０７とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、精度の良い出力電圧を供給する定電圧特性を有するスイッチング電源装置に関する。
スイッチング電源装置は、多くの場合、負荷の状態や出力電流の値に関わらず、安定した出力電圧を供給する定電圧特性が要求される。しかしながら、トランスを用いた絶縁型のスイッチング電源装置では、出力電圧を形成する部分とスイッチング素子を制御する部分とが絶縁されているため、定電圧特性を実現するための制御が困難になっている。このような状況を鑑みて、定電圧特性を実現するための技術が従来から考案されている。
例えば、特許文献１には、最も一般的な技術として、スイッチング電源回路に使用された定電圧制御の技術が記載されている。この技術では、二次側に配置されたシャントレギュレータが出力電圧を検出し、フォトカプラによりこの情報を一次側に伝達し、最終的にその情報が制御回路に伝えられる。これにより、制御回路がスイッチング素子のスイッチングにより供給するエネルギを調整することで、出力電流値に関わらず、出力電圧を一定にできるように制御している。
この例から分かるように、絶縁電源において定電圧特性を実現するためには、以下の３点の機能が必要となる。
（１）出力電圧を検出する部分及び方法
（２）絶縁された部分の信号の伝達方法
（３）出力電圧が一定になるようにエネルギの供給を調整する部分及び方法
まず、出力電力は出力電圧と出力電流との積で表されるため、出力電流値が変化しても出力電圧を一定にするためには、エネルギ供給の調整が必要である。そして、このエネルギの調整を行うため出力電圧を検出する必要があり、検出した出力電圧が変化しないように供給エネルギの調整を行う。そして、前述したように、絶縁部分の信号の受け渡しが必要となるため、上記３つの要素が必要である。この例では、（１）の機能をシャントレギュレータが、（２）の機能をフォトカプラが、（３）の機能をスイッチング素子の制御回路部が果たしている。
しかしながら、この方法では高価なフォトカプラが必要であり、コスト低減のため、フォトカプラを使用しない電源が市場では要望されている。
そこで、特許文献２には、この要望に応えるためフォトカプラを使用せずに定電圧特性を実現できる技術が記載されている。この技術では、トランスに設けられた補助巻線に、出力電圧に比例した電圧が発生することを利用し、この発生した電圧に応じて、スイッチング素子の制御を行うことで定電圧特性を実現している。
特許文献２に記載の技術では、上記（１）の機能を、出力電圧に比例した電圧を発生する補助巻線が果たすと同時に、（２）の機能もトランスの二次巻線と補助巻線とにより果たすことができる。また、（３）の機能については、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御ＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）が果たしている。
しかしながら、この技術では、スイッチング素子がターンオフした直後に補助巻線の電圧に現れるスパイク性の電圧が、出力電圧と補助巻線電圧との比例関係を悪化させてしまうという課題がある。また、このスパイク性の電圧は出力電力の大きさとともに変化するため、出力電力が変化した際の出力電圧の精度を悪化させてしまうというデメリットがあった。つまり、この技術では、（１）の出力電圧の検出の精度が良くないため、定電圧特性が悪化してしまっていると考えることができる。
そこで、フォトカプラを使用しない方法として、その他に考案されたのが、特許文献３に記載された技術である。この技術では、二次巻線に電流が流れる期間である二次側導通時間Ｔ２ｏｎに着目し、この時間Ｔ２ｏｎと、出力電圧と、スイッチング素子に流れる電流である一次電流波形のピーク値との間に成り立つ関係を用いる。具体的には、出力電圧が一定の状態でこの関係が成り立つように一次電流波形のピーク値を変化させることにより、定電圧特性を実現している。
特許文献３に記載の技術では、上記（１）の機能を二次側導通時間Ｔ２ｏｎによって行い、（２）の機能については、トランスの一次巻線、あるいは補助巻線に現れる電圧により二次側導通時間Ｔ２ｏｎを検出することで果たし、（３）の機能は一次電流波形のピークを変化させることで果たしている。
ここで、（１）の機能である出力電圧の検出について、具体的に説明する。この技術では、出力電圧の検出を二次側導通時間Ｔ２ｏｎを用いて行っているが、その根拠となるのは次の関係式１である。
ＶＯ＝（Ｎｓ／Ｎｐ）×（Ｌｐ×Ｉｐｐ／Ｔ２ｏｎ）−ＶＦ （式１）
ここで、ＶＯは出力電圧、Ｎｓは二次巻線の巻数、Ｎｐは一次巻線の巻数、Ｌｐは一次巻線のインダクタンス値、ＶＦは二次側整流ダイオードの順方向電圧、Ｔ２ｏｎは二次側導通時間、Ｉｐｐは一次電流ピーク値である。
つまり、式１が成り立つために、Ｎｓ、Ｎｐ、Ｌｐ、Ｉｐｐ、ＶＦが明確になっている場合には、二次側導通時間Ｔ２ｏｎを検出することができれば、出力電圧ＶＯを推定することができる。この例では、Ｎｓ、Ｎｐ、Ｌｐは一定であり明確であるという前提において、ＩｐｐとＴ２ｏｎとが比例関係で変化するという制御を行うことにより、出力電圧ＶＯの検出と、供給エネルギの調整をＩｐｐを変化させることにより行っている。
特開２００７−１１６８９０号公報 特開平７−１７０７３１号公報 特開２００４−２２９４３７号公報
しかしながら、上記特許文献３に記載された技術では、出力電圧ＶＯの検出に用いられる式１に含まれているパラメータであるＩｐｐが、出力電力の大きさとともに変化することを表している。具体的には、出力電力及び出力電流の変化に応じてＩｐｐが変化するとともにＴ２ｏｎが変化し、かつ、式１を満たしながら、出力電圧ＶＯを検出する必要がある。
実際には、制御回路部にて、Ｔ２ｏｎの検出値に対してＩｐｐが比例関係で変化するような制御を実現する必要がある。制御回路により作り出されるこの関係の精度が、出力電流が変化したときの出力電圧の検出の精度に影響を与えてしまうため、最終的には出力電圧のレギュレーション精度に影響を与えてしまう。
このため、上記特許文献３の制御では、制御回路にてＩｐｐとＴ２ｏｎの比例関係を精度良く作る必要があり、この点が出力電圧の精度を低下させる一因となっていた。
そこで、本発明は、スイッチング素子の制御回路のバラツキを小さくすることができ、精度の高い安定した出力電圧を出力するスイッチング電源装置及び半導体装置を提供することを目的とする。
上記目的を達成するために、本発明に係るスイッチング電源装置は、第１入力端子及び第２入力端子を有し、入力電圧が印加される入力部と、一端が前記第１入力端子に接続される一次巻線、及び、二次巻線を有するトランスと、前記二次巻線に接続され、前記二次巻線に現れる交流電圧を整流及び平滑化することで、出力電圧を生成する出力電圧生成回路と、前記出力電圧生成回路によって生成された出力電圧を負荷に出力する出力部と、前記一次巻線の他端に接続される第１端子、前記第２入力端子に接続される第２端子、及び、制御端子を備えるスイッチング素子と、前記制御端子に接続され、前記スイッチング素子のオンとオフとの切り替えを制御する制御回路と、前記二次巻線に流れる二次電流に対応する電圧レベルを有する第１信号を出力する二次電流対応電圧検出部とを備え、前記制御回路は、前記二次電流対応電圧検出部によって出力された第１信号の電圧レベルに基づいて、前記二次電流が流れる時間である二次側導通時間を測定する二次側導通時間測定回路と、前記二次側導通時間の基準値を決定する基準値決定回路と、前記二次側導通時間測定回路によって測定された二次側導通時間と、前記基準値決定回路によって決定された基準値との差が小さくなるように、前記スイッチング素子のオンの周波数を変化させるための第２信号を出力する周波数制御回路と、前記一次巻線に流れる一次電流を検出する一次電流検出回路と、前記一次電流の第１閾値を決定する電流閾値決定回路と、前記一次電流検出回路によって検出された一次電流と前記電流閾値決定回路によって決定された第１閾値とを比較することで、前記一次電流が前記第１閾値に等しくなった場合に、前記スイッチング素子をオフさせるための第３信号を出力する電流比較回路と、前記第２信号と前記第３信号とに基づいて、前記スイッチング素子のオンとオフとの切り替えを制御する発振制御回路とを備える。
これにより、一次電流が第１閾値に等しくなった場合にスイッチング素子をオフするため、一次電流の最大値を第１閾値で一定にすることができる。さらに、二次側導通時間のわずかな変化に応じてスイッチング素子のオンの周波数を変化させるので、式１に示すパラメータを変化させることなく、出力電力の調整を行うことができる。このようにして、スイッチング素子の制御回路のバラツキを小さくすることができ、精度の高い安定した出力電圧を出力することができる。すなわち、本発明によれば、優れた精度の定電圧特性を有するスイッチング電源装置を提供することができる。
また、前記二次側導通時間測定回路は、さらに、測定した二次側導通時間測定回路に対応する電圧レベルを有する第４信号を出力し、前記基準値決定回路は、さらに、決定した基準値に対応する電圧レベルを有する第５信号を出力し、前記周波数制御回路は、前記第４信号と前記第５信号との差を増幅し、増幅した差を示す第６信号を出力する誤差増幅器と、前記誤差増幅器によって出力された第６信号が大きい程、前記オンの周波数が大きくなるように前記第２信号を出力する周波数変調回路とを備えてもよい。
これにより、簡単な構成で二次側導通時間をほぼ一定に保ちながら出力電力の調整を行うことができる。
また、前記電流閾値決定回路は、前記一次電流の第１閾値が第１電流値に設定された第１状態において、前記オンの周波数が第３閾値まで低下した場合に、前記一次電流の第１閾値を前記第１電流値より低い第２電流値に非連続的に低下させ、前記周波数制御回路は、前記一次電流の第１閾値が前記第２電流値に低下した場合に、前記オンの周波数を増加させてもよい。
これにより、発振周波数が低い場合における動作時に、一次電流の最大値を低くすることができるので、トランスなどの搭載部品の騒音を低下させることができる。
また、前記電流閾値決定回路は、前記一次電流の第１閾値が前記第２電流値に設定された第２状態において、前記オンの周波数が、前記第３閾値とは異なる第４閾値まで上昇した場合に、前記一次電流の第１閾値を前記第１電流値に上昇させ、前記周波数制御回路は、前記一次電流の第１閾値が前記第１電流値に上昇した場合に、前記オンの周波数を低下させてもよい。
これにより、スイッチング素子の発振動作を安定させることができる。
また、前記周波数制御回路及び前記電流閾値決定回路は、前記第１状態における前記一次電流の第１閾値が前記第２電流値に低下させる直前と直後とでは、前記出力部に供給されるエネルギが等しくなるように、前記オンの周波数及び前記一次電流をそれぞれ変化させてもよい。
これにより、出力電流が変化した場合に、供給エネルギの変化に非連続性が発生しないので、安定した出力電圧を出力することができる。
また、前記周波数制御回路及び前記電流閾値決定回路は、前記第１状態における前記一次電流の第１閾値が前記第２電流値に低下させる直前における、前記出力部に供給されるエネルギが、前記一次電流の第１閾値が前記第２電流値に低下させた直後における、前記出力部に供給されるエネルギより大きくなるように、前記オンの周波数及び前記一次電流をそれぞれ変化させてもよい。
これにより、例えば、出力部にケーブルが接続されている場合に、ケーブルの抵抗成分によってトランスの出力端での出力電圧の低下を小さくすることができる。
また、前記スイッチング電源装置は、さらに、前記入力電圧を検出する入力電圧検出部を備え、前記二次電流対応電圧検出部は、前記スイッチング素子の前記入力端子に接続され、前記スイッチング素子の入力端子の電圧に基づいた電圧レベルを有する信号を、前記第１信号として出力し、前記二次側導通時間測定回路は、前記スイッチング素子がオフした後、前記二次電流対応電圧検出部によって検出された電圧が、前記入力電圧検出部によって検出された電圧よりも高くなっている期間を、前記二次側導通時間として検出してもよい。
上記目的を達成するために、本発明に係るスイッチング電源装置の別の形態は、第１入力端子及び第２入力端子を有し、入力電圧が印加される入力部と、一端が前記第１入力端子に接続される一次巻線、及び、二次巻線を有するトランスと、前記二次巻線に接続され、前記二次巻線に現れる交流電圧を整流及び平滑化することで、出力電圧を生成する出力電圧生成回路と、前記出力電圧生成回路によって生成された出力電圧を負荷に出力する出力部と、前記一次巻線の他端に接続される第１端子、前記第２入力端子に接続される第２端子、及び、制御端子を備えるスイッチング素子と、前記制御端子に接続され、前記スイッチング素子のオンとオフとの切り替えを制御する制御回路と、前記二次巻線に流れる二次電流に対応する電圧レベルを有する第１信号を出力する二次電流対応電圧検出部と前記入力電圧を検出する入力電圧検出部とを備え、前記制御回路は、前記二次電流対応電圧検出部によって出力された第１信号の電圧レベルに基づいて、前記二次電流が流れる時間である二次側導通時間を測定する二次側導通時間測定回路と、前記一次巻線に流れる一次電流を検出する一次電流検出回路と、前記一次巻線に流れる一次電流と、前記二次電流が流れる時間である二次側導通時間が比例関係を保つように、前記スイッチング素子のオンとオフとの切り替えを制御するスイッチング決定回路と、前記一次電流検出回路によって検出された一次電流の単位時間当たりの変化を検出する傾き検出回路と、前記入力電圧検出部によって検出された入力電圧と、前記傾き検出回路によって検出された一次電流の単位時間当たりの変化とを用いて、前記一次巻線のインダクタンス値を予測するインダクタンス予測回路とを備え、前記スイッチング決定回路は、前記インダクタンス予測回路によって予測されたインダクタンス値の大きさにより、前記一次巻線に流れる一次電流と、前記二次電流が流れる時間である二次側導通時間の比例関係における比例係数を変化させる。
これにより、スイッチング決定回路は、一次巻線に流れる一次電流と二次電流が流れる時間である二次側導通時間との比例関係における比例係数を保つようにスイッチング素子のオンとオフとの切り替えを制御するが、そのときに、インダクタンス予測回路によって予測された一次巻線のインダクタンス値の大きさにより、その比例関係における比例係数を変化させるので、一次巻線のインダクタンス値のバラツキが二次側導通時間による出力電圧の検出精度に与える影響を小さくすることができる。
ここで、前記スイッチング決定回路は、前記二次側導通時間の基準値を決定する基準値決定回路と、前記二次側導通時間測定回路によって測定された二次側導通時間と、前記基準値決定回路によって決定された基準値との差が小さくなるように、前記スイッチング素子のオンの周波数を変化させるための第２信号を出力する周波数制御回路と、前記一次電流の第１閾値を決定する電流閾値決定回路と、前記一次電流検出回路によって検出された一次電流と前記電流閾値決定回路によって決定された第１閾値とを比較することで、前記一次電流が前記第１閾値に等しくなった場合に、前記スイッチング素子をオフさせるための第３信号を出力する電流比較回路と、前記第２信号と前記第３信号とに基づいて、前記スイッチング素子のオンとオフとの切り替えを制御する発振制御回路とを備えてもよい。
また、前記基準値決定回路は、前記インダクタンス予測回路によって予測されたインダクタンス値が第２閾値より大きい場合に大きい値になり、前記インダクタンス値が前記第２閾値より小さい場合に小さい値になるように、前記基準値を決定してもよい。
これにより、一次巻線のインダクタンス値のバラツキが、二次側導通時間による出力電圧の検出精度に与える影響を小さくすることができる。
また、前記電流閾値決定回路は、前記インダクタンス予測回路によって予測されたインダクタンス値が第２閾値より大きい場合に大きい値になり、前記インダクタンス値が前記第２閾値より小さい場合に小さい値になるように、前記第１閾値を決定してもよい。
これにより、一次巻線のインダクタンス値のバラツキが、二次側導通時間による出力電圧の検出精度に与える影響を小さくすることができる。
また、前記スイッチング決定回路は、前記スイッチング素子を一定の周期でオンさせる第２信号を出力する周波数設定回路と、前記二次側導通時間に応じて前記一次電流の第１閾値を決定する電流閾値決定回路と、前記一次電流検出回路によって検出された一次電流と前記電流閾値決定回路によって決定された第１閾値とを比較することで、前記一次電流が前記第１閾値に等しくなった場合に、前記スイッチング素子をオフさせるための第３信号を出力する電流比較回路と、前記第２信号と前記第３信号とに基づいて、前記スイッチング素子のオンとオフとの切り替えを制御する発振制御回路とを備えてもよい。
また、前記電流閾値決定回路は、さらに、前記一次電流の第１閾値のトリミングを行うトリミング回路を有し、前記基準値決定回路は、さらに、前記基準値のトリミングを行うトリミング回路を有してもよい。
これにより、二次側導通時間の基準値、及び一次電流の最大値のバラツキを小さくすることにより、二次側導通時間による出力電圧の検出精度のバラツキを小さくすることができる。このため、安定した出力電圧を出力することができる。
また、本発明に係る半導体装置は、上記の制御回路を備える半導体装置であって、前記制御回路の少なくとも一部は、同一の半導体基板上に形成されている。
これにより、スイッチング素子の制御回路を構成する回路の少なくとも一部を同一の半導体基板上に形成することで、省スペース化及び低コスト化が可能である。
また、前記スイッチング素子は、さらに、前記半導体基板上に形成されていてもよい。
これにより、スイッチング素子と制御回路とを同一の半導体基板上に形成することで、さらなる省スペース化及び低コスト化が可能である。
また、本発明に係るトリミング方法は、上記のスイッチング電源装置におけるトリミング方法であって、前記一次電流の第１閾値と前記二次側導通時間の基準値との比のバラツキ範囲を小さくするようにトリミングを行うトリミングステップを含む。
これにより、二次側導通時間の基準値と一次電流の最大値との比のバラツキを小さくすることで、二次側導通時間による出力電圧の検出精度のバラツキを小さくすることができる。このため、出力電圧のバラツキを小さくすることができる。
また、本発明に係る規格提示方法は、上記のスイッチング電源装置における規格提示方法であって、前記一次電流の第１閾値と前記二次側導通時間の基準値との比のバラツキ範囲を、前記半導体装置の規格としてユーザに提示する提示ステップを含む。
これにより、ユーザは、半導体装置を利用してスイッチング電源装置を設計する際に、スイッチング電源装置の出力電圧のバラツキを予想することができる。
本発明に係るスイッチング電源装置によれば、スイッチング素子の制御回路のバラツキを小さくすることができ、精度の高い安定した出力電圧を出力することができる。
実施の形態１に係るスイッチング電源装置の回路構成の一例を表すブロック図である。 実施の形態１に係るスイッチング電源装置の動作中に、各素子に現れる電圧又は電流を示す図である。 実施の形態１に係る誤差増幅器の出力信号ＥＡＯとスイッチング素子の発振周波数Ｆｒｅｑとの関係の一例を示す図である。 実施の形態１に係る誤差増幅器の出力信号ＥＡＯと一次電流のピーク値Ｉｐｐとの関係の一例を示す図である。 実施の形態１に係る出力電流ＩＯとスイッチング素子の発振周波数Ｆｒｅｑとの関係の一例を示す図である。 実施の形態１に係る出力電流ＩＯと一次電流のピーク値Ｉｐｐとの関係の一例を示す図である。 実施の形態１に係る出力電流ＩＯと出力電圧ＶＯとの関係の一例を示す図である。 実施の形態１に係る二次側導通時間Ｔ２ｏｎと一次電流のピーク値Ｉｐｐとの関係の一例を示す図である。 実施の形態１に係る入力電圧ＶＩＮと一次電流の傾きＡｐとの関係の一例を示す図である。 実施の形態２に係るスイッチング電源装置の回路構成の一例を表すブロック図である。 実施の形態２に係る信号ＥＡＯと、発振周波数Ｆｒｅｑ及び一次電流のピーク値Ｉｐｐとの関係の一例を示す図である。 実施の形態２に係る出力電流ＩＯと、発振周波数Ｆｒｅｑ、一次電流のピーク値Ｉｐｐ、及び出力電圧ＶＯとの関係の一例を示す図である。 実施の形態２に係る信号ＥＡＯと、発振周波数Ｆｒｅｑ及び一次電流のピーク値Ｉｐｐとの関係の別の一例を示す図である。 実施の形態２に係る出力電流ＩＯと、発振周波数Ｆｒｅｑ、一次電流のピーク値Ｉｐｐ、及び出力電圧ＶＯとの関係の別の一例を示す図である。 実施の形態１に係る出力電流ＩＯと、出力電圧ＶＯとの関係の別の一例を示す図である。 実施の形態３に係るスイッチング電源装置の回路構成の一例を表すブロック図である。 実施の形態４に係るスイッチング電源装置の回路構成の一例を表すブロック図である。
以下、本発明に係るスイッチング電源装置について、実施の形態に基づいて図面を用いて詳細に説明する。
（実施の形態１）
本実施の形態に係るスイッチング電源装置は、一次巻線と二次巻線とを有するトランスと、一次巻線に直列に接続されたスイッチング素子と、当該スイッチング素子のオンとオフとの切り替えを制御する制御回路とを備え、負荷に安定した出力電圧を供給する電源装置である。さらに、本実施の形態に係る制御回路は、二次側導通時間を測定する二次側導通時間測定回路と、二次側導通時間が基準値以下となるようにスイッチング素子のオンの周波数を変化させるための信号を出力する周波数制御回路と、一次電流が第１閾値に等しくなった場合にスイッチング素子をオフさせるための信号を出力する電流比較回路とを備える。
具体的には、本実施の形態に係るスイッチング電源装置は、スイッチング素子がオフされている期間に二次側に電流が流れるフライバック式の電源装置であって、一次電流が第１閾値に等しくなった場合にスイッチング素子をターンオフし、二次側導通時間と基準値との差が小さくなるように決定されたタイミングでスイッチング素子をターンオンすることを特徴とする。
図１は、実施の形態１に係るスイッチング電源装置１００の回路構成の一例を表すブロック図である。同図に示すスイッチング電源装置１００は、入力部１と、出力部２と、トランス３と、出力電圧生成回路４と、スイッチング素子５と、Ｔ２ｏｎ検出部６と、入力電圧検出部７と、制御回路電源生成部８と、制御回路１０とを備える。
なお、図１に示すように、スイッチング素子５と制御回路１０とは、スイッチング電源装置１００の制御用の半導体装置１１に含まれている。また、半導体装置１１は、外部入力端子として、スイッチング素子５の入力端子（ＤＲＡＩＮ端子）、補助電源電圧入力端子（ＶＣＣ端子）、二次側導通時間検出端子（ＴＲ端子）、入力電圧検出端子（ＩＮ端子）、スイッチング素子５の出力端子でもある制御回路１０のＧＮＤ端子（ＳＯＵＲＣＥ端子）の５つの端子を備えている。
また、スイッチング電源装置１００の入力部１は、２つの入力端子を有し、当該入力端子間に直流の入力電圧ＶＩＮが印加される。また、出力部２からは出力電圧ＶＯが出力され、負荷２０に電力を供給する。本実施の形態に係るスイッチング電源装置１００は、負荷２０の大きさなどには関わらず、出力部２から安定した出力電圧ＶＯを出力することを目的としている。
トランス３は、一次巻線３ａと二次巻線３ｂと補助巻線３ｃとを有している。一次巻線３ａの極性と二次巻線３ｂの極性とは逆になっており、スイッチング電源装置１００は、フライバック型の電源装置である。つまり、スイッチング電源装置１００は、スイッチング素子５がオフされている期間に二次巻線３ｂに電流が流れるように構成されている。また、補助巻線３ｃは、二次巻線３ｂと同極性となっている。
一次巻線３ａは、一端が入力電圧検出部７を介して入力部１の入力端子の一方に接続され、他端がＤＲＡＩＮ端子に接続される。二次巻線３ｂは、出力電圧生成回路４を介して出力部２に接続される。補助巻線３ｃは、制御回路電源生成部８に接続される。
出力電圧生成回路４は、ダイオード４ａとコンデンサ４ｂとを備える整流平滑化回路であり、スイッチング電源装置１００の出力電圧ＶＯを生成する。つまり、出力電圧生成回路４は、スイッチング素子５のスイッチング動作によって二次巻線３ｂに発生する交流電圧（二次側交流電圧）を整流し、かつ、平滑化することで、直流の出力電圧ＶＯを生成し、出力部２へ生成した出力電圧ＶＯを出力する。
スイッチング素子５は、一次巻線３ａに直列に接続される。例えば、スイッチング素子５は、ＤＲＡＩＮ端子を介して一次巻線３ａに接続される第１端子と、ＳＯＵＲＣＥ端子を介して入力部１の入力端子の他方に接続される第２端子と、制御回路１０に接続される制御端子とを備える。具体的には、スイッチング素子５は、ＭＯＳ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）型の電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴとも記載する）であって、ＦＥＴのドレインがＤＲＡＩＮ端子に接続され、ソースがＳＯＵＲＣＥ端子に接続される。また、ＦＥＴのゲートには、制御回路１０が接続される。
Ｔ２ｏｎ検出部６は、上記の補助巻線３ｃと、抵抗６ａ及び６ｂとを備え、補助巻線３ｃに現れる交流電圧に比例した電圧変化を、半導体装置１１のＴＲ端子に出力している。つまり、このＴ２ｏｎ検出部６は、二次巻線３ｂに流れる二次電流に対応する電圧レベルを有する信号をＴＲ端子に出力する二次電流対応電圧検出部の一例である。補助巻線３ｃの一端は抵抗６ａの一端に接続され、抵抗６ａの他端と抵抗６ｂの一端とが接続され、抵抗６ｂの他端と補助巻線３ｃの他端とが接続される。さらに、抵抗６ａ及び６ｂの接続点が、ＴＲ端子に接続される。
入力電圧検出部７は、抵抗７ａ及び７ｂを備え、入力部１に印加される直流電圧である入力電圧ＶＩＮに比例した電圧を、半導体装置１１のＩＮ端子に出力する。抵抗７ａの一端は一次巻線３ａの一端に接続され、抵抗７ａの他端は抵抗７ｂの一端に接続され、抵抗７ｂの他端は接地される。さらに、抵抗７ａ及び７ｂの接続点が、ＩＮ端子に接続される。
制御回路電源生成部８は、ダイオード８ａとコンデンサ８ｂとを備える整流平滑化回路であり、半導体装置１１の補助電源部として機能する。つまり、制御回路電源生成部８は、スイッチング素子５のスイッチング動作によって補助巻線３ｃに発生する交流電圧（補助側交流電圧）を整流し、かつ、平滑化することで、半導体装置１１へ電力を供給している。
制御回路１０は、スイッチング素子５のスイッチング動作を制御する、すなわち、スイッチング素子５のオンとオフとの切り替えを制御する回路である。以下では、制御回路１０の具体的な構成及び動作について説明する。
図１に示すように、制御回路１０は、レギュレータ１０１と、Ｔ２ｏｎ測定部１０２と、Ｔ２ｏｎ＿ｓｅｔ決定回路１０３と、周波数制御回路１０４と、一次電流検出回路１０５と、電流比較回路１０６と、発振制御回路１０７と、一次電流傾き検出回路１０８と、入力電圧検出回路１０９と、インダクタンス予測回路１１０と、ＩＬＩＭＩＴ決定回路１１１とを備える。
レギュレータ１０１は、ＤＲＡＩＮ端子又はＶＣＣ端子のいずれか一方の端子から半導体装置１１の内部回路用電源ＶＤＤへ電流を供給し、内部回路用電源ＶＤＤの電圧を一定値に安定化する。例えば、このＶＤＤ電圧は次のような方法で一定値に保たれる。
レギュレータ１０１は、スイッチング素子５のスイッチング動作開始前には、ＤＲＡＩＮ端子から内部回路用電源ＶＤＤへ電流を供給することで、内部回路用電源ＶＤＤの電圧を上昇させる。さらに、レギュレータ１０１は、ＶＣＣ端子を介して制御回路電源生成部８のコンデンサ８ｂへも電流を供給することで、補助電源電圧ＶＣＣの電圧を上昇させる。
そして、補助電源電圧ＶＣＣが閾値ＶＣＣ（ＯＮ）に達した場合、発振制御回路１０７が備えるＮＡＮＤ回路１０７ａへの出力信号が、ローレベルの信号（以下、ローレベル信号と記載する）からハイレベルの信号（以下、ハイレベル信号と記載する）へ切り替わり、スイッチング素子５のスイッチング動作を開始させる。
また、同時にレギュレータ１０１は、ＤＲＡＩＮ端子からＶＣＣ端子への電流供給を停止し、ＶＣＣ端子から内部回路用電源ＶＤＤへの電流供給を開始する。これにより、出力電圧ＶＯへ電力が供給され、さらに、補助巻線３ｃと制御回路電源生成部８とから補助電源電圧ＶＣＣへ電力が供給されることになる。
レギュレータ１０１は、ＶＣＣ端子から内部回路用電源ＶＤＤへ電流を供給して、半導体装置１１の消費電力を削減する。さらに、過負荷時などに出力電圧ＶＯが低下した時など、補助電源電圧ＶＣＣが閾値ＶＣＣ（ＯＦＦ）を下回った場合、レギュレータ１０１は再びＤＲＡＩＮ端子から内部回路用電源ＶＤＤへ電流を供給する。
Ｔ２ｏｎ測定部１０２は、二次巻線３ｂに二次電流が流れる時間である二次側導通時間Ｔ２ｏｎを測定するＴ２ｏｎ測定回路１０２ａを備え、二次側導通時間Ｔ２ｏｎに対応する電圧レベルを有する電圧信号を出力する二次側導通時間測定部である。例えば、Ｔ２ｏｎ測定部１０２は、二次側導通時間Ｔ２ｏｎが大きい程、大きな電圧値を示す信号Ｖ２ｏｎを出力する。
Ｔ２ｏｎ測定回路１０２ａには、Ｔ２ｏｎ検出部６からＴＲ端子を通じて、補助巻線３ｃに現れる交流電圧（以下、補助巻線電圧ＶＢと記載する）に比例した電圧信号が入力される。具体的には、抵抗６ａ及び６ｂによって補助巻線電圧ＶＢを抵抗分割した電圧が入力される。Ｔ２ｏｎ測定回路１０２ａは、スイッチング素子５がターンオフした時から、ＴＲ端子に入力された電圧がゼロボルトになるまでの時間を測定し、測定した時間と比例関係にある電圧信号を周波数制御回路１０４に出力する。つまり、出力される信号Ｖ２ｏｎの電圧レベルは、二次側導通時間Ｔ２ｏｎに比例する。
Ｔ２ｏｎ＿ｓｅｔ決定回路１０３は、二次側導通時間Ｔ２ｏｎの基準値を決定する基準値決定回路の一例である。Ｔ２ｏｎ＿ｓｅｔ決定回路１０３は、決定した基準値に対応する電圧レベルを有するＶ２ｏｎ＿ｓｅｔ信号を出力する。このときの決定した基準値と、Ｖ２ｏｎ＿ｓｅｔ信号の電圧レベルとの関係は、例えば、二次側導通時間Ｔ２ｏｎと、信号Ｖ２ｏｎとの関係と同じである。つまり、決定した基準値とＴ２ｏｎとが等しい場合、Ｖ２ｏｎ＿ｓｅｔ信号と信号Ｖ２ｏｎとの電圧レベルは等しくなる。
周波数制御回路１０４は、周波数変調回路１０４ａと誤差増幅器１０４ｂとを備え、スイッチング素子５のオンの周波数を決定する。具体的には、周波数制御回路１０４は、二次側導通時間Ｔ２ｏｎと、Ｔ２ｏｎ＿ｓｅｔ決定回路１０３によって決定された基準値Ｔ２ｏｎ＿ｓｅｔとの差が小さくなるように、スイッチング素子５のオンの周波数を変化させるためのＣＬＯＣＫ信号を出力する。
周波数制御回路１０４は、例えば、Ｔ２ｏｎとＴ２ｏｎ＿ｓｅｔとが等しくなる、又は、その差がより小さくなるようにスイッチング素子５のオンの周波数を変化させるためのＣＬＯＣＫ信号を出力する。
誤差増幅器１０４ｂは、Ｔ２ｏｎ＿ｓｅｔ決定回路１０３から入力されるＶ２ｏｎ＿ｓｅｔ信号と、Ｔ２ｏｎ測定回路１０２ａの出力信号Ｖ２ｏｎとを比較する。Ｖ２ｏｎ＿ｓｅｔ信号と、信号Ｖ２ｏｎとの差を算出し、算出した差を増幅した出力信号ＥＡＯを周波数変調回路１０４ａに出力する。つまり、誤差増幅器１０４ｂは、Ｔ２ｏｎ＿ｓｅｔ決定回路１０３によって決定された基準値と、Ｔ２ｏｎ測定回路１０２ａによって測定されたＴ２ｏｎとの比較を行い、Ｔ２ｏｎと基準値との差が大きい程、電圧レベルが大きくなるような信号ＥＡＯを出力する。
周波数変調回路１０４ａは、周期的にハイレベルとローレベルとを繰り返すパルス信号をＣＬＯＣＫ信号として発振制御回路１０７に出力する回路である。周波数変調回路１０４ａは、誤差増幅器１０４ｂからの出力信号ＥＡＯに応じて、ＣＬＯＣＫ信号の周期を変調させる機能を有する。具体的には、スイッチング素子５がオフしている期間において、ＴＲ端子の電圧がゼロになった時点からＣＬＯＣＫ信号がハイレベルになるまでの時間を出力信号ＥＡＯによって変化させるように、ＣＬＯＣＫ信号の周期を変調させる。例えば、信号ＥＡＯが大きい程、スイッチング素子５のオンの周波数が大きくなるように、ＣＬＯＣＫ信号を出力する。
一次電流検出回路１０５は、一次巻線３ａ及びスイッチング素子５に流れる電流（一次電流）を検出し、検出した電流の電流値に基づいた信号Ｖｐを電流比較回路１０６に出力する。例えば、一次電流検出回路１０５は、電圧レベルが一次電流の電流値に比例するような信号Ｖｐを出力する。
電流比較回路１０６は、比較器１０６ａとＡＮＤ回路１０６ｂとを備え、一次電流の大きさに基づいて、スイッチング素子５をオフにするための信号を発振制御回路１０７に出力する。具体的には、電流比較回路１０６は、一次電流検出回路１０５によって検出された一次電流とＩＬＩＭＩＴ決定回路１１１によって決定された所定の閾値（後述するＩＬＩＭＩＴ）とを比較する。そして、一次電流が所定の閾値（後述するＩＬＩＭＩＴ）に等しくなった場合に、スイッチング素子５をターンオフするための信号を出力する。
比較器１０６ａは、ＩＬＩＭＩＴ決定回路１１１の出力ＶＬＩＭＩＴと一次電流検出回路１０５の出力Ｖｐとを比較する。そして、比較器１０６ａは、Ｖｐ＜ＶＬＩＭＩＴの場合にはローレベル信号を、Ｖｐ≧ＶＬＩＭＩＴの場合にはハイレベルの信号をＡＮＤ回路１０６ｂに出力する。
ＡＮＤ回路１０６ｂは、比較器１０６ａの出力と発振制御回路１０７の出力との論理積演算を行い、発振制御回路１０７が備えるＲＳフリップフロップ１０７ｂのＲＥＳＥＴ端子に、論理積演算の結果の信号を出力する。
発振制御回路１０７は、ＮＡＮＤ回路１０７ａと、ＲＳフリップフロップ１０７ｂと、ゲートドライバ１０７ｃとを備え、スイッチング素子５の制御端子（ここでは、ゲート端子）に接続され、スイッチング素子５のオンとオフの切り替えを制御する。
ＲＳフリップフロップ１０７ｂには、周波数変調回路１０４ａからＣＬＯＣＫ信号がＳＥＴ端子に入力され、ＡＮＤ回路１０６ｂから一次電流の制御結果に基づいた信号が入力される。ＲＳフリップフロップ１０７ｂは、ＳＥＴ端子とＲＥＳＥＴ端子とに入力される信号に基づいて、ＮＡＮＤ回路１０７ａへ信号を出力する。
ＮＡＮＤ回路１０７ａは、レギュレータ１０１の出力と、ＲＳフリップフロップ１０７ｂの出力との否定論理積演算を行い、ゲートドライバ１０７ｃに、否定論理積演算の結果の信号を出力することで、ゲートドライバ１０７ｃにスイッチング素子５をスイッチングさせる。
結果的には、発振制御回路１０７は、周波数変調回路１０４ａからＣＬＯＣＫ信号が出力されるタイミングでスイッチング素子５がターンオンし、比較器１０６ａの入力信号がＶｐ＝ＶＬＩＭＩＴとなるタイミングでスイッチング素子５がターンオフするように構成されている。
一次電流傾き検出回路１０８には、一次電流検出回路１０５の出力Ｖｐが入力され、スイッチング素子５がターンオンした時からＴｄｅｔ時間後のＶｐを検出し、検出した値をＶｐｄとしてインダクタンス予測回路１１０に出力する。つまり、一次電流傾き検出回路１０８は、一次電流検出回路１０５によって検出された一次電流の単位時間当たりの変化を、一次電流の傾きとして検出する。
入力電圧検出回路１０９は、入力電圧検出部７から出力される入力電圧ＶＩＮに比例した電圧が入力され、その入力信号に基づいた出力信号ＶＩＮｄをインダクタンス予測回路１１０に出力する。例えば、出力信号ＶＩＮｄは、電圧レベルが入力電圧ＶＩＮに比例するような信号である。
インダクタンス予測回路１１０は、入力電圧検出回路１０９によって検出された入力電圧と、一次電流傾き検出回路１０８によって検出された一次電流の傾きとを用いて、一次巻線３ａのインダクタンス値を予測する。具体的には、インダクタンス予測回路１１０は、ＶＩＮｄに応じて変化するＶｐｄの基準値Ｖｐｄ＿ｓｅｔを持ち、入力されたＶｐｄ値がＶｐｄ＿ｓｅｔより大きいと、ＩＬＩＭＩＴ決定回路１１１にＶＬＩＭＩＴを高くする信号を出力する。逆に入力されたＶｐｄ値がＶｐｄ＿ｓｅｔより小さいと、ＩＬＩＭＩＴ決定回路１１１にＶＬＩＭＩＴを低くする信号を出力する。
ＩＬＩＭＩＴ決定回路１１１は、一次電流の最大値となる閾値を決定する電流閾値決定回路の一例である。具体的には、ＩＬＩＭＩＴ決定回路１１１は、インダクタンス予測回路１１０から入力される信号に基づいて、ＶＬＩＭＩＴを変化させる。上述のように、発振制御回路１０７がＶｐ＝ＶＬＩＭＩＴとなるタイミングでスイッチング素子５をターンオフするように構成されているので、ＶＬＩＭＩＴは、一次電流のピーク値Ｉｐｐを決定するための閾値である。
なお、本実施の形態では、Ｔ２ｏｎ＿ｓｅｔ決定回路１０３と、周波数制御回路１０４と、ＩＬＩＭＩＴ決定回路１１１と、電流比較回路１０６と、発振制御回路１０７とから、スイッチング決定回路を構成していると言える。ここで、スイッチング決定回路とは、一次巻線３ａに流れる一次電流と、二次電流が流れる時間である二次側導通時間が比例関係を保つように、スイッチング素子５のオンとオフとの切り替えを制御する回路であり、インダクタンス予測回路１１０によって予測されたインダクタンス値の大きさにより、一次巻線３ａに流れる一次電流と、二次電流が流れる時間である二次側導通時間の比例関係における比例係数を変化させる。
次に、以上の構成に示すスイッチング電源装置１００のスイッチング動作について説明する。まずは、二次側導通時間Ｔ２ｏｎを測定する動作について説明する。
図２は、本実施の形態に係るスイッチング電源装置１００の動作中に、各素子に現れる電圧又は電流を示す図である。具体的には、図２には、フライバック電源であるスイッチング電源装置１００において、スイッチング素子５のスイッチング動作における、スイッチング素子５のドレイン−ソース間の電圧ＶＤＳと、一次巻線３ａに流れる電流である一次電流Ｉｐと、二次巻線３ｂに流れる電流である二次電流Ｉｓと、二次巻線３ｂに現れる電圧である二次巻線電圧Ｖｓと、補助巻線３ｃに現れる電圧である補助巻線電圧ＶＢとのそれぞれの時間変化を示している。
図２に示すように、スイッチング素子５がオンしている期間には、ドレイン−ソース間電圧ＶＤＳがゼロになり一次電流Ｉｐが流れる。一次電流Ｉｐが流れることで、二次巻線３ｂ及び補助巻線３ｃには負の電圧が誘起される。なお、このとき、二次巻線３ｂには、ダイオード４ａが接続されているので、負の電流は流れずに、二次電流Ｉｓはゼロアンペアのままである。
その後、スイッチング素子５がオフすると、二次電流Ｉｓが流れるとともに補助巻線３ｃは、正の電圧ＶＢを出力する。そして、二次電流Ｉｓが流れ終わるとともに、補助巻線電圧ＶＢはゼロボルトとなる。
前述の二次側導通時間Ｔ２ｏｎは二次電流Ｉｓが流れている期間を示すので、スイッチング素子５がターンオフしたとき、すなわち、補助巻線電圧ＶＢが正の電圧となったときから補助巻線電圧ＶＢがゼロボルトになるまでの時間を測定することにより、二次側導通時間Ｔ２ｏｎを測定することが可能である。Ｔ２ｏｎ測定回路１０２ａには、前述したように、ＴＲ端子を通して補助巻線電圧ＶＢに比例する電圧が入力される。このため、Ｔ２ｏｎ測定回路１０２ａは、入力される電圧が正の電圧になってからゼロボルトになるまでの時間を、二次側導通時間Ｔ２ｏｎとして測定することが可能である。
誤差増幅器１０４ｂは、前述したように、Ｔ２ｏｎ＿ｓｅｔ決定回路１０３から入力されるＶ２ｏｎ＿ｓｅｔ信号と、Ｔ２ｏｎ測定回路１０２ａの出力信号Ｖ２ｏｎとを比較し、その差分を増幅して信号ＥＡＯを出力している。詳しくは、Ｖ２ｏｎがＶ２ｏｎ＿ｓｅｔよりも大きくなったときに、出力信号ＥＡＯは正となるように設定されている。
続いて、出力信号ＥＡＯと、スイッチング素子５のオンの周波数、及び一次電流のピーク値との関係について説明する。
図３Ａは、誤差増幅器１０４ｂの出力信号ＥＡＯとスイッチング素子５の発振周波数との関係の一例を示す図である。
周波数変調回路１０４ａは、図３Ａに示すように信号ＥＡＯが大きくなる程、スイッチング素子５の発振周波数Ｆｒｅｑが大きくなるように、ＣＬＯＣＫ信号を出力する。つまり、周波数変調回路１０４ａは、信号ＥＡＯが大きい程、すなわち、Ｔ２ｏｎと基準値との差が大きい程、ＣＬＯＣＫ信号の周波数が大きくなるように、ＣＬＯＣＫ信号を発振制御回路１０７に出力する。
Ｔ２ｏｎと基準値との差が大きい程、ＣＬＯＣＫ信号の周波数が大きくなるので、すなわち、スイッチング素子５がターンオンするタイミングがより早くなる。これにより、発振周波数を大きくすることで、供給エネルギの低下を防ぎ、出力電圧ＶＯを安定化させている。
図３Ｂは、誤差増幅器１０４ｂの出力信号ＥＡＯと一次電流の最大値Ｉｐｐとの関係の一例を示す図である。
ＩＬＩＭＩＴ決定回路１１１は、上述したように出力信号ＶＬＩＭＩＴにより一次電流Ｉｐの三角波形のピーク値Ｉｐｐを決定する機能を持つが、ＩＬＩＭＩＴ決定回路１１１は信号ＥＡＯに応じて出力信号ＶＬＩＭＩＴを変化させる機能を持たない。このため、一次電流のピーク値Ｉｐｐは信号ＥＡＯにより変化しないので、図３Ｂに示すように、信号ＥＡＯに対して一次電流のピーク値Ｉｐｐは、一定値となる（以下、このＶＬＩＭＩＴにより設定された一次電流のピーク値をＩＬＩＭＩＴとする）。
ここで、二次側導通時間Ｔ２ｏｎと出力電圧ＶＯとの関係について考察する。図２に示された二次電流Ｉｓが流れている時の二次電流Ｉｓの傾きは、『（ＶＯ＋ＶＦ）／Ｌｓ』（ＶＦ：ダイオード４ａの順方向電圧、Ｌｓ：二次巻線３ｂのインダクタンス値）で表される。このため、二次電流のピーク値Ｉｓｐと、二次側導通時間Ｔ２ｏｎとの関係は、以下の式２に示すようになる。
Ｉｓｐ＝Ｔ２ｏｎ×（ＶＯ＋ＶＦ）／Ｌｓ （式２）
なお、ＶＯは出力電圧、Ｌｓは二次巻線３ｂのインダクタンス値、ＶＦはダイオード４ａの順方向電圧である。
ここで、以下の式３及び式４の関係が成り立つ。
Ｉｓｐ＝Ｉｐｐ×Ｎｐ／Ｎｓ （式３）
Ｌｓ＝Ｌｐ×Ｎｓ2／Ｎｐ2 （式４）
なお、Ｎｐは一次巻線３ａの巻数、Ｎｓは二次巻線３ｂの巻数、Ｌｐは一次巻線３ａのインダクタンス値である。
このため、上記の式１が成り立ち、この関係を用い、本実施の形態に係るスイッチング電源装置１００では、二次側導通時間Ｔ２ｏｎにより出力電圧ＶＯを検出している。
続いて、実際に出力電流ＩＯが変動した場合について図４Ａ〜図４Ｃを用いて説明する。
図４Ａは、本実施の形態に係る出力電流ＩＯと発振周波数Ｆｒｅｑとの関係の一例を示す図である。図４Ｂは、本実施の形態に係る出力電流ＩＯと一次電流のピーク値Ｉｐｐとの関係の一例を示す図である。図４Ｃは、本実施の形態に係る出力電流ＩＯと出力電圧ＶＯとの関係の一例を示す図である。
本実施の形態に係るスイッチング電源装置１００では、出力電流ＩＯが大きくなったときにわずかに発生する出力電圧ＶＯの低下とその変化量とを、二次側導通時間Ｔ２ｏｎによって検出する。検出したＴ２ｏｎの大きさは、上述したように最終的に誤差増幅器１０４ｂの出力信号ＥＡＯに現れる。
例えば、出力電流ＩＯが大きくなった場合、出力電圧ＶＯがわずかに低下する。式１に示すように、出力電圧ＶＯと二次側導通時間Ｔ２ｏｎとは反比例の関係にあるので、出力電圧ＶＯが低下した場合、二次側導通時間Ｔ２ｏｎは大きくなる。したがって、二次側導通時間Ｔ２ｏｎと閾値との差は大きくなるので、信号ＥＡＯは大きくなる。これにより、発振周波数Ｆｒｅｑが大きくなり、出力電圧ＶＯを安定化させることができる。
以上のように、本実施の形態に係るスイッチング電源装置１００は、図４Ａ及び図４Ｂに示すように出力電流ＩＯが大きくなったとき、一次電流のピーク値Ｉｐｐは一定のまま、発振周波数Ｆｒｅｑが高くなるように制御を行う。また、誤差増幅器１０４ｂのゲインを高く設定することで、二次側導通時間Ｔ２ｏｎをほぼ一定にしたまま、発振周波数Ｆｒｅｑの制御が可能である。
上述の式１に示すように、二次側導通時間Ｔ２ｏｎは出力電圧ＶＯと反比例の関係にあり、その他のパラメータである二次巻線Ｎｓ、一次巻線Ｎｐ、一次インダクタンス値Ｌｐ、一次電流ピーク値Ｉｐｐ、二次側整流ダイオードの順方向電圧ＶＦは、出力電流ＩＯに対して変化しない値である。このため、出力電流ＩＯを変化させたときに二次側導通時間Ｔ２ｏｎを一定にすることができれば、図４Ｃに示すように、出力電圧ＶＯを一定にできることになり定電圧特性を達成することができる。
以上のように、本実施の形態に係るスイッチング電源装置１００では、『（１）出力電圧ＶＯの検出』は二次側導通時間Ｔ２ｏｎを検出することで行い、『（２）絶縁された部分の信号の伝達』はトランス３の巻線間で行い、『（３）エネルギの調整を行う方法』については、発振周波数Ｆｒｅｑを変化させることで実施している。
また、本実施の形態に係るスイッチング電源装置１００の特徴は、出力電圧ＶＯの検出に使われる式１に使用されるパラメータの全ての値を変化させていないため、式１の関係を保つのが容易く、制御を単純にできることである。
以下では、本実施の形態に係るスイッチング電源装置１００の効果の具体例を、従来技術である特許文献３に記載の技術と比較することで説明する。特許文献３に記載の技術では、式１の関係を用いて出力電圧を検出するために、式１を変形させた以下の式５を満たすように、二次側導通時間Ｔ２ｏｎに応じて一次電流のピーク値Ｉｐｐを変化させている。
Ｉｐｐ＝Ｔ２ｏｎ×（ＶＯ＋ＶＦ）×（Ｎｐ／Ｎｓ）／Ｌｐ （式５）
ここで、一次電流のピーク値Ｉｐｐの変化により出力電力が変化するため、出力電力が変わる時にはＴ２ｏｎとＩｐｐとが式５の関係を保ちながら変化することになる。
図５は、出力電圧ＶＯを一定にする場合における二次側導通時間Ｔ２ｏｎと一次電流のピーク値ＩＰＰとの関係の一例を示す図である。
図５に示すように、特許文献３に記載の技術を実現する場合には、スイッチング素子の制御回路が、検出した二次側導通時間Ｔ２ｏｎに対して図５に示す関係を満たすように、一次電流Ｉｐｐを変化させる特性を持つ必要があり、この関係性が出力電圧ＶＯの精度に影響を与えることになる。
一方、本実施の形態に係るスイッチング電源装置１００では、一次電流のピーク値Ｉｐｐを変化させない制御を行うため、スイッチング素子５の制御回路１０が一次電流のピーク値として設定したＩＬＩＭＩＴと、二次側導通時間の基準値Ｔ２ｏｎ＿ｓｅｔとの２つの値のみ設定すればよい。つまり、２つの値の関係を設定する必要がない。
２つの技術を比較すると、特許文献３に記載の技術では、Ｉｐｐを変化させるため、図５のＩｐｐとＴ２ｏｎとのグラフの全てのポイントでその関係を保つ必要があり、それが出力電圧の精度に影響を与える。これに対し、本実施の形態では、グラフ中に、ＩＬＩＭＩＴ、Ｔ２ｏｎ＿ｓｅｔと表した１点でのみその関係を満たす必要があり、それが精度に影響を与える。
制御回路を作成する視点から考えると、１点での２値の関係の精度を向上させるよりも、変化している２値の全ての点において２値の関係の精度を向上させることの方が困難であることは明らかである。また、この式５の関係を保つことが出力電圧ＶＯの精度を向上させるため、本実施の形態に係るスイッチング電源装置１００は、出力電圧ＶＯを向上させるのに有利な方法であると考えることができる。
また、一次電流のピーク値ＩｐｐはＩＬＩＭＩＴによって制御され、二次側導通時間Ｔ２ｏｎはＴ２ｏｎ＿ｓｅｔによって制御されることを考えると、出力電圧ＶＯを検出するための式である式１は、Ｎｓ、Ｎｐ、Ｌｐ、ＩＬＩＭＩＴ、Ｔ２ｏｎ＿ｓｅｔ、ＶＦというパラメータを含み、それぞれのパラメータのバラツキが、この出力電圧ＶＯの検出の精度に影響を与えるといえる。したがって、出力電圧ＶＯの検出の精度をより高めるためには、各パラメータのバラツキを考慮に入れてスイッチング素子５を制御することが好ましい。以下では、この中でも影響が大きいと考えられる一次インダクタンス値Ｌｐ、一次電流の最大値ＩＬＩＭＩＴ、二次側導通時間の基準値Ｔ２ｏｎ＿ｓｅｔのバラツキの影響を小さくする方法を説明する。
一次電流Ｉｐの三角波形の傾きＡｐはＡｐ＝ＶＩＮ／Ｌｐ（ＶＩＮ：入力電圧）で表されるため、一次インダクタンス値Ｌｐは、Ｌｐ＝ＶＩＮ／Ａｐで表される。このため、入力電圧ＶＩＮと一次電流Ｉｐの傾きＡｐとから、一次インダクタンス値Ｌｐを予測することができる。
インダクタンス予測回路１１０には、一次電流傾き検出回路１０８からスイッチング素子５のターンオン時からＴｄｅｔ後の一次電流値Ｉｐに基づいた信号Ｖｄｐが入力されるが、これは、一次電流Ｉｐの傾きＡｐに基づいた信号が入力されているのと同じ意味である。また、インダクタンス予測回路１１０には、入力電圧検出回路１０９から入力電圧ＶＩＮに基づいた信号ＶＩＮｄが入力される。具体的には、抵抗７ａ及び７ｂによって入力電圧ＶＩＮを抵抗分割した電圧が入力される。
インダクタンス予測回路１１０は、ＶＩＮｄに応じて変化するＶｄｐの基準値Ｖｄｐ＿ｓｅｔを持ち、入力されたＶｄｐ値がＶｄｐ＿ｓｅｔより大きいと一次インダクタンス値Ｌｐが小さいと判断し、ＩＬＩＭＩＴ決定回路１１１にＶＬＩＭＩＴを高くする信号を出力する。逆に、入力されたＶｄｐ値がＶｄｐ＿ｓｅｔより小さいと一次インダクタンス値Ｌｐが大きいと判断し、ＩＬＩＭＩＴ決定回路１１１にＶＬＩＭＩＴを低くする信号を出力する。
このように、一次インダクタンス値Ｌｐが大きい場合には、一次電流のピーク値Ｉｐｐを小さくし、一次インダクタンス値Ｌｐが小さい場合には、一次電流のピーク値Ｉｐｐを大きくする。これにより、一次インダクタンス値Ｌｐが変化した場合であっても、一次電流Ｉｐｐをその変化に応じて調整することで、結果的に二次側導通時間Ｔ２ｏｎを一定にすることができる。
図６は、入力電圧ＶＩＮと一次電流Ｉｐの傾きＡｐとの関係の一例を示す図である。図６に示すように、基準となるインダクタンス値Ｌｐ＿ｓｅｔと、Ａｐの基準値Ａｐ＿ｓｅｔとの間には『Ａｐ＿ｓｅｔ＝ＶＩＮ／Ｌｐ＿ｓｅｔ』という関係が成り立つように設定する。そして、実際に観測された一次電流の傾き値Ａｐとその基準値Ａｐ＿ｓｅｔの差に応じてＩＬＩＭＩＴを変化させることで、式１による出力電圧検出の精度を向上させることができる。
このように、入力電圧ＶＩＮと一次電流Ｉｐの傾きＡｐとからインダクタンス値を予測し、予測したインダクタンス値に応じてＩＬＩＭＩＴ値を変化させることで、式１による出力電圧検出の精度を向上させる。
また、ＩＬＩＭＩＴ決定回路１１１とＴ２ｏｎ＿ｓｅｔ決定回路１０３とはそれぞれ、トリミング回路を備えており、半導体装置１１が製造された後の検査工程などにおいて、ＶＬＩＭＩＴ、及びＴ２ｏｎ＿ｓｅｔの値を調整することができてもよい。
ここで、この半導体装置１１においては、１つの工夫として『ＩＬＩＭＩＴ／Ｔ２ｏｎ＿ｓｅｔ』の値を意識し、この値のバラツキを小さくできるようにトリミングを行う。具体的には、ＩＬＩＭＩＴ値のトリミングを先に行い、『ＩＬＩＭＩＴ／Ｔ２ｏｎ＿ｓｅｔ』のバラツキが小さくなるように、Ｔ２ｏｎ＿ｓｅｔ値のトリミングを行っている。
このようにトリミングすることで、単純にそれぞれの値のトリミングを行った時よりも、『ＩＬＩＭＩＴ／Ｔ２ｏｎ＿ｓｅｔ』のバラツキ範囲を小さくすることができる。この方法については、もちろん逆の順番でトリミングを行っても同様の効果がある。
また、この半導体装置１１を販売する場合には、この『ＩＬＩＭＩＴ／Ｔ２ｏｎ＿ｓｅｔ』のバラツキの大きさをこの半導体装置の性能を示すスペック値として宣言し、販売を行う。つまり、一次電流の閾値と二次側導通時間の基準値との比のバラツキ範囲を、半導体装置１１の規格として、ユーザに提示してもよい。
以上のように、本実施の形態に係るスイッチング電源装置１００は、二次側導通時間Ｔ２ｏｎを測定することで出力電圧ＶＯ及び出力電流ＩＯの変化を検出し、スイッチング素子５のオンの周波数を制御する。出力電圧ＶＯを検出する際には、二次側導通時間Ｔ２ｏｎ以外のパラメータ（一次電流のピーク値Ｉｐｐなど）が一定値に設定されているので、出力電圧ＶＯの検出精度を向上させることができる。したがって、本実施の形態に係るスイッチング電源装置１００は、スイッチング素子５の制御回路１０のバラツキを小さくすることができ、精度の高い安定化した出力電圧を出力することができる。
（実施の形態２）
本実施の形態に係るスイッチング電源装置は、実施の形態１に係るスイッチング電源装置１００では、スイッチング素子５のオンの周波数（発振周波数）の変化に関わらず、一次電流のピーク値が一定であったのに対して、オンの周波数の変化に基づいて、一次電流のピーク値を変化させる。例えば、一次電流のピーク値が第１電流値で固定されている状態において、オンの周波数が低下した際に、一次電流のピーク値を第１電流値とは異なる第２電流値に非連続的に低下させ、低下させたピーク値の下で、オンの周波数を変動させる。
図７は、本実施の形態に係るスイッチング電源装置２００の回路構成の一例を表すブロック図である。同図に示すスイッチング電源装置２００は、図１に示す実施の形態１に係るスイッチング電源装置１００と比較して、入力電圧検出部７を備えない点と、Ｔ２ｏｎ測定部１０２、Ｔ２ｏｎ＿ｓｅｔ決定回路１０３、周波数制御回路１０４、入力電圧検出回路１０９、インダクタンス予測回路１１０、及びＩＬＩＭＩＴ決定回路１１１の代わりに、Ｔ２ｏｎ測定部２０２、Ｔ２ｏｎ＿ｓｅｔ決定回路２０３、周波数制御回路２０４、入力電圧検出回路２０９、インダクタンス予測回路２１０、及びＩＬＩＭＩＴ決定回路２１１を備える点とが異なっている。以下では、実施の形態１と同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。
Ｔ２ｏｎ測定部２０２は、Ｔ２ｏｎ測定回路２０２ａと、Ｔ２ｏｎ信号変換回路２０２ｂとを備える。
Ｔ２ｏｎ測定回路２０２ａは、Ｔ２ｏｎ測定回路１０２ａと同様に、Ｔ２ｏｎ検出部６から出力される電圧信号の電圧レベルに基づいて、二次側導通時間Ｔ２ｏｎを測定し、測定したＴ２ｏｎに対応する電圧レベルを有する信号Ｖ２ｏｎを出力する。
Ｔ２ｏｎ信号変換回路２０２ｂは、Ｔ２ｏｎ測定回路２０２ａと周波数制御回路２０４との間に挿入されており、例えば、容量と抵抗とにより構成される微分回路である。Ｔ２ｏｎ信号変換回路２０２ｂは、Ｔ２ｏｎ測定回路２０２ａの出力信号Ｖ２ｏｎを時間的に平均化して、周波数制御回路２０４が備える誤差増幅器２０４ｂに出力する。
実施の形態１では、Ｖ２ｏｎに対してパルスバイパルスで発振周波数Ｆｒｅｑを変化させる動作であったが、実施の形態２では、時間的に平均化された値に応じて制御を行う。これにより、実際の動作が安定化することが期待される。
Ｔ２ｏｎ＿ｓｅｔ決定回路２０３は、インダクタンス予測回路２１０から入力される信号ＶＬｃに基づいて、二次側導通時間Ｔ２ｏｎの基準値Ｔ２ｏｎ＿ｓｅｔを設定する。具体的には、インダクタンス予測回路２１０によって検出された一次インダクタンス値Ｌｐが基準値Ｌｐ＿ｓｅｔよりも大きい場合、Ｔ２ｏｎ＿ｓｅｔを大きくし、一次インダクタンス値Ｌｐが基準値Ｌｐ＿ｓｅｔよりも小さい場合、Ｔ２ｏｎ＿ｓｅｔを小さくする。
さらに、Ｔ２ｏｎ＿ｓｅｔ決定回路２０３は、ＩＬＩＭＩＴ決定回路２１１から入力される信号Ｖｃに基づいて基準値Ｔ２ｏｎ＿ｓｅｔを設定する。なお、この処理については、後で図面を用いて説明する。Ｔ２ｏｎ＿ｓｅｔ決定回路２０３は、Ｔ２ｏｎ＿ｓｅｔ決定回路１０３と同様に、設定した基準値Ｔ２ｏｎ＿ｓｅｔを反映させた電圧レベルのＶ２ｏｎ＿ｓｅｔ信号を出力する。
周波数制御回路２０４は、周波数変調回路２０４ａと、誤差増幅器２０４ｂとを備え、スイッチング素子５のオンとオフとの切り替えの周波数を決定する。
周波数変調回路２０４ａは、周波数変調回路１０４ａと同様に、信号ＥＡＯが大きい程、スイッチング素子５の発振周波数Ｆｒｅｑが大きくなるように、ＣＬＯＣＫ信号を出力する。さらに、周波数変調回路２０４ａは、ＩＬＩＭＩＴ決定回路２１１から入力される信号に基づいて、発振周波数Ｆｒｅｑを変化させる。具体的には、信号ＥＡＯと発振周波数Ｆｒｅｑとの間には、図８（ａ）に示すような関係がある。
図８は、実施の形態２に係る信号ＥＡＯと、発振周波数Ｆｒｅｑ及び一次電流のピーク値Ｉｐｐとの関係の一例を示す図である。図８（ａ）に示すように、発振周波数Ｆｒｅｑは、周波数変調回路２０４ａによって最大値ＦＬＩＭＩＴが設定されている。
周波数変調回路２０４ａは、図８に示すように、信号ＥＡＯの大きさに基づいて発振周波数Ｆｒｅｑを変化させる。さらに、一次電流のピーク値Ｉｐｐの大きさにも基づいて、発振周波数Ｆｒｅｑを変化させる。
誤差増幅器２０４ｂは、Ｔ２ｏｎ信号変換回路２０２ｂによって時間的に平均されたＶ２ｏｎと、Ｔ２ｏｎ＿ｓｅｔ決定回路２０３の出力信号Ｖ２ｏｎ＿ｓｅｔ信号との差を増幅する。増幅された信号である出力信号ＥＡＯは、周波数変調回路２０４ａとＩＬＩＭＩＴ決定回路２１１とに出力される。
入力電圧検出回路２０９は、ＴＲ端子に接続されており、入力電圧ＶＩＮを検出する回路である。実施の形態１に係るスイッチング電源装置１００は、入力電圧検出部７によって入力電圧の検出を実施していたが、実施の形態２では入力電圧の検出にＴ２ｏｎ検出部６を利用する。入力電圧検出回路２０９は、スイッチング素子５がオンしている期間にＴＲ端子から流出する電流信号を検出することで、検出した電流信号の電流量に基づいた信号ＶＩＮｄをインダクタンス予測回路２１０に出力する。
図２に示すように、スイッチング素子５がオンしている時には、補助巻線３ｃの電圧は−ＶＩＮ×Ｎｂ／Ｎｐとなる。なお、Ｎｂは、補助巻線３ｃの巻線数である。これにより、スイッチング素子５がオンしている期間に抵抗６ａを介してＴＲ端子から流出する電流量は入力電圧ＶＩＮに比例する。このため、入力電圧検出回路２０９の出力信号ＶＩＮｄは、入力電圧ＶＩＮに基づいた信号となる。
インダクタンス予測回路２１０は、インダクタンス予測回路１１０と同様に、入力電圧検出回路２０９からの出力信号ＶＩＮｄに基づいて、一次インダクタンス値Ｌｐを予測する。実施の形態１に係るインダクタンス予測回路１１０は、ＩＬＩＭＩＴ決定回路１１１に信号を出力しているが、実施の形態２に係るインダクタンス予測回路２１０は、Ｔ２ｏｎ＿ｓｅｔ決定回路２０３に信号を出力する。具体的には、検出した一次インダクタンス値Ｌｐが基準値Ｌｐ＿ｓｅｔよりも大きいと判断した場合には、Ｔ２ｏｎ＿ｓｅｔを大きくする信号を出力する。逆に、検出した一次インダクタンス値Ｌｐが基準値Ｌｐ＿ｓｅｔよりも小さいと判断した場合には、Ｔ２ｏｎ＿ｓｅｔを小さくする信号を出力する。
このように、インダクタンス予測回路２１０は、入力電圧ＶＩＮと一次電流Ｉｐの傾きＡｐとから一次インダクタンス値Ｌｐを検出し、検出した一次インダクタンス値に応じてＴ２ｏｎ＿ｓｅｔ値を変化させることで、式１による出力電圧の検出の精度を向上させることができる。
ＩＬＩＭＩＴ決定回路２１１は、誤差増幅器２０４ｂからの出力信号ＥＡＯに基づいて、一次電流のピーク値Ｉｐｐの閾値となるＩＬＩＭＩＴを設定する。つまり、本実施の形態では、二次側導通時間Ｔ２ｏｎに基づいて、具体的には、出力信号ＥＡＯに基づいて図８（ｂ）に示すように一次電流のピーク値Ｉｐｐを変化させている。なお、この点が、図３Ｂ、及び図４Ｂに示したような、一次電流ピーク値Ｉｐｐを一定に保ったまま、発振周波数Ｆｒｅｑが変化する制御を行う実施の形態１とは異なっている。
続いて、出力電流ＩＯが変化する場合の発振周波数Ｆｒｅｑと一次電流のピーク値Ｉｐｐとの変化について説明する。
図９は、実施の形態２に係る出力電流ＩＯと、発振周波数Ｆｒｅｑ、一次電流のピーク値Ｉｐｐ、及び出力電圧ＶＯとの関係の一例を示す図である。図９（ａ）に示すように、発振周波数Ｆｒｅｑは、周波数変調回路２０４ａによって最大値ＦＬＩＭＩＴが設定されている。一次電流のピーク値Ｉｐｐは、ＩＬＩＭＩＴ決定回路２１１によって最大値ＩＬＩＭＩＴが設定されている。
なお、実施の形態１でも説明したように、出力電流ＩＯの変化に伴う出力電圧ＶＯの変化は、二次側導通時間Ｔ２ｏｎによって検出され、二次側導通時間Ｔ２ｏｎによって信号ＥＡＯが制御される。信号ＥＡＯと発振周波数Ｆｒｅｑ及び一次電流のピーク値Ｉｐｐとが、図８に示す関係を有することで、以下に示すように、出力電流ＩＯが変化した場合であっても、出力電圧ＶＯを安定化させることができる。
まず、図９（ｂ）中の一次電流のピーク値ＩｐｐがＩＬＩＭＩＴとなっている状態（状態１）から、出力電流ＩＯが小さくなっていく場合を想定する。この場合、一次電流のピーク値Ｉｐｐは、一定値ＩＬＩＭＩＴのままであるが、図９（ａ）に示すように、出力電流ＩＯが小さくなるにつれて発振周波数Ｆｒｅｑが低くなる。
発振周波数Ｆｒｅｑが閾値ＦＴＨ１（＝ＦＬＩＭＩＴの１／４）まで低下すると、ＩＬＩＭＩＴ決定回路２１１は、一次電流ピーク値ＩｐｐがＩＬＩＭＩＴ２（＝ＩＬＩＭＩＴの１／２）となるように、変更したＶＬＩＭＩＴを出力する。また、これと同時に、発振周波数Ｆｒｅｑが閾値ＦＴＨ１（＝ＦＬＩＭＩＴ／４）からＦＬＩＭＩＴへ変化する（状態２）。
このとき重要なことは、一次電流のピーク値Ｉｐｐ及び発振周波数Ｆｒｅｑの変化の前後で供給エネルギが等しくなっていることである。つまり、ＩＬＩＭＩＴ決定回路２１１及び周波数制御回路２０４は、一次電流のピーク値を低下させる直前と直後とでは、出力部２に供給されるエネルギが等しくなるように、一次電流のピーク値Ｉｐｐと発振周波数Ｆｒｅｑとをそれぞれ変化させる。
例えば、フライバック式の電源の非連続モードにおける供給エネルギは、『Ｌｐ×Ｆｒｅｑ×Ｉｐｐ2／２』と表される。このため、本実施の形態では、一次電流のピーク値Ｉｐｐが１／２になったときに、発振周波数Ｆｒｅｑが４倍になっているため、この供給エネルギの均衡が保たれている。
また、このとき、ＩＬＩＭＩＴ決定回路２１１は、ＩＬＩＭＩＴを変更したことを示す信号ＶｃをＴ２ｏｎ＿ｓｅｔ決定回路２０３に出力する。Ｔ２ｏｎ＿ｓｅｔ決定回路２０３は、信号Ｖｃを受け取った場合、式１の関係を保つため、Ｔ２ｏｎ＿ｓｅｔの値も１／２に変換する。
なお、図９に示すように、本実施の形態において、状態１から状態２への変化と、状態２から状態１への変化とについては、ヒステリシスが設けられている。つまり、図９に示すように状態２から状態１へ復帰するポイントと、状態１から状態２へ変化するポイントにおける発振周波数Ｆｒｅｑは等しくなく、差を持っている。このヒステリシスは、電源の動作が状態１と状態２の間で頻繁に変化することを防ぐ効果がある。
なお、上記の説明では説明を分かりやすくするため、状態１から状態２への遷移が発振周波数Ｆｒｅｑ＝ＦＬＩＭＩＴ／４となったときに発生するように表現をしていたが、状態２から状態１への遷移が発振周波数Ｆｒｅｑ＝ＦＬＩＭＩＴ／４となったときに発生する方が全体の動作として好ましい。このため、このヒステリシスにより、特に図９においては、状態１から状態２への遷移する点が多少ずれていることを了承されたい。もちろん、この場合においても状態１から状態２への遷移時の発振周波数の変化は４倍で、Ｉｐｐの変化は１／２であり、状態遷移の直前と直後とにおいて供給エネルギは変化しないように設定されている。
したがって、出力電流ＩＯが変化した場合であっても、供給エネルギは変化しないので、図９（ｃ）に示すように出力電圧ＶＯは一定値を保つことができる。
なお、本実施の形態においては、状態２においてさらに出力電流ＩＯが低くなり、発振周波数Ｆｒｅｑが低くなると、状態１から状態２へ遷移するように一次電流のピーク値ＩｐｐがＩＬＩＭＩＴ／４まで低下する状態３への遷移が発生する。この遷移については、状態１と状態２の遷移と同様のため詳細な説明を割愛する。
以上に示すように、本実施の形態に係るスイッチング電源装置２００は、発振周波数Ｆｒｅｑが低下した場合に、一次電流のピーク値Ｉｐｐを低くした状態で発振周波数Ｆｒｅｑを変動させることができる。これにより、実施の形態１では、発振周波数Ｆｒｅｑが可聴域まで低下した時にも、一次電流ピーク値Ｉｐｐが一定であり、高く設定されているため、トランスなど搭載部品の騒音が懸念されたのに対して、本実施の形態に係るスイッチング電源装置２００では、搭載部品の騒音を防ぐことが可能となる。
なお、本実施の形態に係るスイッチング電源装置２００は、状態１から状態２へ遷移する際に供給エネルギがやや小さくなるように設定してもよい。
図１０は、本実施の形態に係る信号ＥＡＯと、発振周波数Ｆｒｅｑ、一次電流のピーク値Ｉｐｐとの関係の別の一例を示す図である。同図に表したように、状態１から状態２へ遷移する場合において、Ｉｐｐが１／２に変化する際に、発振周波数Ｆｒｅｑは４倍よりもやや低い値に変化しており、供給エネルギはやや小さくなるようになっている。つまり、ＩＬＩＭＩＴ決定回路２１１及び周波数制御回路２０４は、一次電流のピーク値を低下させる直前における、出力部２に供給されるエネルギが、一次電流のピーク値を低下させた直後における、出力部２に供給されるエネルギより大きくなるように、一次電流のピーク値Ｉｐｐと発振周波数Ｆｒｅｑとをそれぞれ変化させる。
図１１は、本実施の形態に係る出力電流ＩＯと、発振周波数Ｆｒｅｑ、一次電流のピーク値Ｉｐｐ、及び出力電圧ＶＯとの関係の別の一例を示す図である。同図に示すように、出力電流ＩＯの変化に応じて、発振周波数Ｆｒｅｑと一次電流のピーク値Ｉｐｐとは変化する。
図１０にも示したように、状態１から状態２へ遷移する場合において、供給エネルギがやや小さくなるように発振周波数Ｆｒｅｑと一次電流のピーク値Ｉｐｐとが変化するので、出力電圧はＶＯが低下する。逆に、状態２から状態１へ遷移する場合には、出力電圧ＶＯは上昇する。
以下では、上記のように状態の遷移時に供給エネルギを変化させることによる効果について説明する。
ここで、本実施の形態に係るスイッチング電源装置２００が、例えば、出力部２にケーブルが接続された電源アダプターのようなものである場合には、このケーブルが抵抗成分を有する。このため、スイッチング電源装置２００の出力部２の電圧（スイッチング電源装置２００とケーブルとの接続点の電圧）と、ケーブルの先端の電圧とに差が発生する。このとき発生する電圧差は、ケーブルの抵抗値と出力電流値との積であるため、ケーブルの先端の電圧は、出力電流が大きいほど低くなる。
図１２は、実施の形態１に係るスイッチング電源装置１００の電源動作における出力電流ＩＯと、ケーブルの先端での出力電圧ＶＯとの関係を示す図である。このように、出力電流ＩＯが大きくなるほど、出力電圧ＶＯが低くなることが予想される。
本実施の形態の技術は、このケーブルの先端における出力電圧の変化を補正する技術であり、図１１に示したように、状態１から状態２へ遷移すると供給エネルギが変化するため、状態の遷移時に出力電圧が低下する。これにより、出力電流ＩＯが変化した際の出力電圧の変化を小さくすることができる。
（実施の形態３）
本実施の形態に係るスイッチング電源装置は、スイッチング素子の入力端子に現れる電圧と、入力部に印加される入力電圧とを比較することで、二次側導通時間Ｔ２ｏｎを測定する。これにより、トランスが補助巻線を必要としないので、本実施の形態に係るスイッチング電源装置は、簡潔な構成で出力電圧を安定化させることができる。
図１３は、本実施の形態に係るスイッチング電源装置３００の回路構成の一例を表すブロック図である。同図に示すスイッチング電源装置２００は、図１に示す実施の形態１に係るスイッチング電源装置１００と比較して、トランス３、及びＴ２ｏｎ検出部６の代わりに、トランス３３、及びＴ２ｏｎ検出部３６を備える点と、制御回路電源生成部８を備えない点とが異なっている。以下では、実施の形態１と同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。
トランス３３は、一次巻線３ａと二次巻線３ｂとを備える。実施の形態１に係るトランス３は、補助巻線３ｃを備えていたのに対して、トランス３３は、補助巻線を備えない。一次巻線３ａ及び二次巻線３ｂの接続は、実施の形態１と同様である。
Ｔ２ｏｎ検出部３６は、抵抗３６ａ及び３６ｂを備え、一次巻線３ａに現れる交流電圧に比例した電圧変化を、半導体装置１１のＴＲ端子に入力する。このＴ２ｏｎ検出部３６は、二次電流対応電圧検出部の一例である。抵抗３６ａの一端は、一次巻線３ａの一端（ＤＲＡＩＮ端子）に接続される。抵抗３６ａの他端と抵抗３６ｂの一端とが互いに接続され、抵抗３６ｂの他端は、接地される。さらに、抵抗３６ａ及び３６ｂの接続点が、ＴＲ端子に接続される。
本実施の形態では、Ｔ２ｏｎ測定回路１０２ａは、スイッチング素子５がターンオフした時点から、スイッチング素子５の入力端子であるＤＲＡＩＮ端子の電圧値であるドレイン電圧ＶＤＳが、入力電圧ＶＩＮと等しくなるまでの時間を、二次側導通時間Ｔ２ｏｎとして測定する。
本実施の形態に係るスイッチング電源装置３００が備える他の構成は、実施の形態１と同様の動作を行う。
なお、レギュレータ１０１は、半導体装置１１のＤＲＡＩＮ端子からのみ半導体装置１１の内部回路用電源ＶＤＤへ電流を供給するように動作する。
これにより、本実施の形態に係るスイッチング電源装置３００は、補助巻線を備えることなく、簡潔な構成で出力電圧ＶＯを安定化させることができる。
（実施の形態４）
本発明の実施の形態４に係るスイッチング電源装置について、図１４に基づいて、主に実施の形態１と異なる部分について説明する。
図１４は、本発明の実施の形態４に係るスイッチング電源装置４００の回路構成の一例を表すブロック図である。
まず、実施の形態４では実施の形態１とは異なり、Ｔ２ｏｎ測定回路１０２ａの出力信号Ｖ２ｏｎはＩＬＩＭＩＴ決定回路１１１に入力される。このＩＬＩＭＩＴ決定回路１１１は信号Ｖ２ｏｎに応じて出力信号ＶＬＩＭＩＴを変化させる機能を有する。また、周波数設定回路１１２はパルス信号ＣＬＯＣＫを一定の周期でＲＳフリップフロップ１０７ｂのＳＥＴ端子に出力する回路であり、これによりスイッチング素子５は一定の周波数でターンオンする。
本実施の形態では、周波数設定回路１１２と、ＩＬＩＭＩＴ決定回路と、電流比較回路１０６と、発振制御回路１０７とから、スイッチング決定回路が構成されていると言える。ここで、スイッチング決定回路とは、一次巻線３ａに流れる一次電流と、二次電流が流れる時間である二次側導通時間が比例関係を保つように、スイッチング素子５のオンとオフとの切り替えを制御する回路であり、インダクタンス予測回路１１０によって予測されたインダクタンス値の大きさにより、一次巻線３ａに流れる一次電流と、二次電流が流れる時間である二次側導通時間の比例関係における比例係数を変化させる。
ＩＬＩＭＩＴ決定回路１１１の機能により、信号Ｖ２ｏｎによって信号ＶＬＩＭＩＴが変化するため、スイッチング電源装置としては、二次側導通時間Ｔ２ｏｎに応じて一次電流のピーク値Ｉｐｐ値が変化することになる。
ここで制御回路１０は、上記式５が成り立つように二次側導通時間Ｔ２ｏｎに応じて一次電流ピークＩｐｐが変化するように、Ｔ２ｏｎ測定回路１０２ａ、ＩＬＩＭＩＴ決定回路１１１、電流比較回路１０６、それぞれの動作が設定されている。
この実施の形態４では、一次電流のピーク値Ｉｐｐ値が上記式５のように変化することで出力電圧ＶＯが一定となる特性を実現している。
また、この実施の形態４では、実施の形態１と同様に、『トランスのＬ値による出力電圧バラツキの補正』を実施することが可能であり、そのための仕組みを搭載している。
実施の形態１と同様に、入力電圧検出回路１０９は入力電圧に基づいた信号ＶＩＮｄをインダクタンス予測回路１１０へ出力し、一次電流傾き検出回路１０８はスイッチング素子５のターンオン時からＴｄｅｔ後の一次電流値Ｉｐに基づいた信号Ｖｄｐをインダクタンス予測回路１１０出力している。
この実施の形態４では、上記式５を満たすように一次電流ピーク値Ｉｐｐが変化するが、回路上の設定では『Ｉｐｐ＝Ｂ×Ｔ２ｏｎ（Ｂは定数）』を満たすように変化するように設定されている。ここで、インダクタンス予測回路１１０は、ＶＩＮｄに応じて変化する信号Ｖｄｐの基準値Ｖｄｐ＿ｓｅｔを持ち、入力された信号Ｖｄｐの値がＶｄｐ＿ｓｅｔより大きいと一次インダクタンス値Ｌｐが小さいと判断し、ＩＬＩＭＩＴ決定回路１１１に定数Ｂを大きくする信号を出力する。逆に、入力された信号Ｖｄｐの値がＶｄｐ＿ｓｅｔより小さいと一次インダクタンス値Ｌｐが大きいと判断し、ＩＬＩＭＩＴ決定回路１１１に定数Ｂを小さくする信号を出力する。
これにより、一次巻線のインダクタンス値Ｌｐが変化したときにも、それを検出して補正を行い、出力電圧ＶＯのバラツキを小さくすることができる。
また、この実施の形態４に使用されている半導体装置１１では、製造された後の検査工程などにおいて、上記定数Ｂ値のバラツキを小さくできるよう、Ｂ値のトリミングができるようになっており、また、このＢ値のバラツキの大きさをこの半導体装置１１の性能を示すスペック値として宣言し、販売を行う。
ここで、このＢ値とは、『一次電流ピーク値Ｉｐｐ／二次側導通時間Ｔ２ｏｎ』で表される値であり、このＢ値のバラツキを小さくすることは、実施の形態１で『ＩＬＩＭＩＴ／Ｔ２ｏｎ＿ｓｅｔ』のバラツキを小さくしたのと、同じ意味合いを持つ。
上記のように、この実施の形態４においても、実施の形態１と同様に、『一次巻線のインダクタンス値のバラツキの補正』、『一次電流ピーク値Ｉｐｐ／二次側導通時間Ｔ２ｏｎのバラツキを小さくするためにトリミングを実施すること』を実現することが可能である。したがって、本実施の形態に係るスイッチング電源装置４００は、スイッチング素子５の制御回路１０のバラツキを小さくすることができ、精度の高い安定化した出力電圧を出力することができる。
以上、本発明に係るスイッチング電源装置について、実施の形態に基づいて説明したが、本発明は、これらの実施の形態に限定されるものではない。本発明の趣旨を逸脱しない限り、当業者が思いつく各種変形を当該実施の形態に施したものや、異なる実施の形態における構成要素を組み合わせて構築される形態も、本発明の範囲内に含まれる。
例えば、前述した実施の形態１〜４に説明した一次インダクタンス値Ｌｐの予測は、記載した内容以外の方法でも、入力電圧ＶＩＮと一次電流波形の傾きＡｐとから一次インダクタンス値を予想する技術であれば、他の方法であっても同様の効果を実現することができる。
例えば、インダクタンス予測回路１１０又は２１０は、ターンオン後のある時点での一次電流値と、その時点からある時間後の一次電流値とを測定し、その差分から一次電流波形の傾きＡｐを類推しても構わない。あるいは、一次電流値がある値に達するまでの時間を測定し、測定した時間から一次電流波形の傾きＡｐを類推しても構わない。
また、Ｔ２ｏｎ信号変換回路２０２ｂは、微分回路以外の方法であってもよい。つまり、Ｖ２ｏｎを時間平均値的な値Ｖ２ｏｎ＿ｏｎに変換できるものであれば、他の方法であっても問題ない。
例えば、Ｔ２ｏｎ信号変換回路２０２ｂは、ある期間内の正確なＶ２ｏｎの平均値をＶ２ｏｎ＿ｏｎとして出力する回路であっても構わない。あるいは、ｎ回分のＶ２ｏｎ信号の平均値を出力する回路であっても構わない。
また、実施の形態１及び２では、Ｔ２ｏｎ測定回路１０２ａ及び２０２ａは、スイッチング素子５がターンオフした時点から補助巻線電圧ＶＢがゼロになるまでの期間を、二次側導通時間Ｔ２ｏｎとして測定している。これに対して、補助巻線３ｃの電圧が出力電圧ＶＯに比例した電圧からゼロボルトに変化する時点を検出できればよいので、その検出値はゼロボルトでなくとも、出力電圧ＶＯに比例した電圧からゼロまでの間のどの値であっても構わない。
また、実施の形態３では、ドレイン電圧ＶＤＳが入力電圧ＶＩＮと等しくなるまでの時間を二次側導通時間Ｔ２ｏｎとして測定している。これに対して、ドレイン電圧ＶＤＳが、入力電圧ＶＩＮにフライバック電圧が加えられた電圧値から入力電圧ＶＩＮに変化する時点を検出できればよいので、その検出値は入力電圧ＶＩＮでなくとも、入力電圧ＶＩＮにフライバック電圧が加えられた電圧値から入力電圧ＶＩＮまでの間のどの値であっても構わない。
なお、スイッチング素子５と制御回路１０とについては、同一半導体基板上に設けて容易に単一化することができる。したがって、主要な回路部品を単一半導体基板上に設けることで、回路を構成するための部品点数を削減することができ、電源装置として、容易に小型化及び軽量化さらにコスト低減化を実現することができる。また、制御回路１０のみを同一半導体基板上に形成し、スイッチング素子とは別の半導体装置としても構わない。
本発明に係るスイッチング電源装置は、スイッチング素子の制御回路のバラツキを小さくすることができ、精度の高い安定した出力電圧を出力することができるという効果を奏し、小型のアダプターや充電器などとして利用することができる。
１ 入力部
２ 出力部
３、３３ トランス
３ａ 一次巻線
３ｂ 二次巻線
３ｃ 補助巻線
４ 出力電圧生成回路
４ａ、８ａ ダイオード
４ｂ、８ｂ コンデンサ
５ スイッチング素子
６、３６ Ｔ２ｏｎ検出部
６ａ、６ｂ、７ａ、７ｂ、３６ａ、３６ｂ 抵抗
７ 入力電圧検出部
８ 制御回路電源生成部
１０ 制御回路
１１ 半導体装置
１００、２００、３００、４００ スイッチング電源装置
１０１ レギュレータ
１０２、２０２ Ｔ２ｏｎ測定部
１０２ａ、２０２ａ Ｔ２ｏｎ測定回路
１０３、２０３ Ｔ２ｏｎ＿ｓｅｔ決定回路
１０４、２０４ 周波数制御回路
１０４ａ、２０４ａ 周波数変調回路
１０４ｂ、２０４ｂ 誤差増幅器
１０５ 一次電流検出回路
１０６ 電流比較回路
１０６ａ 比較器
１０６ｂ ＡＮＤ回路
１０７ 発振制御回路
１０７ａ ＮＡＮＤ回路
１０７ｂ ＲＳフリップフロップ
１０７ｃ ゲートドライバ
１０８ 一次電流傾き検出回路
１０９、２０９ 入力電圧検出回路
１１０、２１０ インダクタンス予測回路
１１１、２１１ ＩＬＩＭＩＴ決定回路
１１２ 周波数設定回路
２０２ｂ Ｔ２ｏｎ信号変換回路

Claims (17)

  1. 第１入力端子及び第２入力端子を有し、入力電圧が印加される入力部と、
    一端が前記第１入力端子に接続される一次巻線、及び、二次巻線を有するトランスと、
    前記二次巻線に接続され、前記二次巻線に現れる交流電圧を整流及び平滑化することで、出力電圧を生成する出力電圧生成回路と、
    前記出力電圧生成回路によって生成された出力電圧を負荷に出力する出力部と、
    前記一次巻線の他端に接続される第１端子、前記第２入力端子に接続される第２端子、及び、制御端子を備えるスイッチング素子と、
    前記制御端子に接続され、前記スイッチング素子のオンとオフとの切り替えを制御する制御回路と、
    前記二次巻線に流れる二次電流に対応する電圧レベルを有する第１信号を出力する二次電流対応電圧検出部とを備え、
    前記制御回路は、
    前記二次電流対応電圧検出部によって出力された第１信号の電圧レベルに基づいて、前記二次電流が流れる時間である二次側導通時間を測定する二次側導通時間測定回路と、
    前記二次側導通時間の基準値を決定する基準値決定回路と、
    前記二次側導通時間測定回路によって測定された二次側導通時間と、前記基準値決定回路によって決定された基準値との差が小さくなるように、前記スイッチング素子のオンの周波数を変化させるための第２信号を出力する周波数制御回路と、
    前記一次巻線に流れる一次電流を検出する一次電流検出回路と、
    前記一次電流の第１閾値を決定する電流閾値決定回路と、
    前記一次電流検出回路によって検出された一次電流と前記電流閾値決定回路によって決定された第１閾値とを比較することで、前記一次電流が前記第１閾値に等しくなった場合に、前記スイッチング素子をオフさせるための第３信号を出力する電流比較回路と、
    前記第２信号と前記第３信号とに基づいて、前記スイッチング素子のオンとオフとの切り替えを制御する発振制御回路とを備える
    スイッチング電源装置。
  2. 前記二次側導通時間測定回路は、さらに、測定した二次側導通時間測定回路に対応する電圧レベルを有する第４信号を出力し、
    前記基準値決定回路は、さらに、決定した基準値に対応する電圧レベルを有する第５信号を出力し、
    前記周波数制御回路は、
    前記第４信号と前記第５信号との差を増幅し、増幅した差を示す第６信号を出力する誤差増幅器と、
    前記誤差増幅器によって出力された第６信号が大きい程、前記オンの周波数が大きくなるように前記第２信号を出力する周波数変調回路とを備える
    請求項１記載のスイッチング電源装置。
  3. 前記電流閾値決定回路は、前記一次電流の第１閾値が第１電流値に設定された第１状態において、前記オンの周波数が第３閾値まで低下した場合に、前記一次電流の第１閾値を前記第１電流値より低い第２電流値に非連続的に低下させ、
    前記周波数制御回路は、前記一次電流の第１閾値が前記第２電流値に低下した場合に、前記オンの周波数を増加させる
    請求項１又は２記載のスイッチング電源装置。
  4. 前記電流閾値決定回路は、前記一次電流の第１閾値が前記第２電流値に設定された第２状態において、前記オンの周波数が、前記第３閾値とは異なる第４閾値まで上昇した場合に、前記一次電流の第１閾値を前記第１電流値に上昇させ、
    前記周波数制御回路は、前記一次電流の第１閾値が前記第１電流値に上昇した場合に、前記オンの周波数を低下させる
    請求項３記載のスイッチング電源装置。
  5. 前記周波数制御回路及び前記電流閾値決定回路は、前記第１状態における前記一次電流の第１閾値が前記第２電流値に低下させる直前と直後とでは、前記出力部に供給されるエネルギが等しくなるように、前記オンの周波数及び前記一次電流をそれぞれ変化させる
    請求項３又は４記載のスイッチング電源装置。
  6. 前記周波数制御回路及び前記電流閾値決定回路は、前記第１状態における前記一次電流の第１閾値が前記第２電流値に低下させる直前における、前記出力部に供給されるエネルギが、前記一次電流の第１閾値が前記第２電流値に低下させた直後における、前記出力部に供給されるエネルギより大きくなるように、前記オンの周波数及び前記一次電流をそれぞれ変化させる
    請求項３又は４記載のスイッチング電源装置。
  7. 前記スイッチング電源装置は、さらに、
    前記入力電圧を検出する入力電圧検出部を備え、
    前記二次電流対応電圧検出部は、前記スイッチング素子の前記入力端子に接続され、前記スイッチング素子の入力端子の電圧に基づいた電圧レベルを有する信号を、前記第１信号として出力し、
    前記二次側導通時間測定回路は、前記スイッチング素子がオフした後、前記二次電流対応電圧検出部によって検出された電圧が、前記入力電圧検出部によって検出された電圧よりも高くなっている期間を、前記二次側導通時間として検出する
    請求項１記載のスイッチング電源装置。
  8. 第１入力端子及び第２入力端子を有し、入力電圧が印加される入力部と、
    一端が前記第１入力端子に接続される一次巻線、及び、二次巻線を有するトランスと、
    前記二次巻線に接続され、前記二次巻線に現れる交流電圧を整流及び平滑化することで、出力電圧を生成する出力電圧生成回路と、
    前記出力電圧生成回路によって生成された出力電圧を負荷に出力する出力部と、
    前記一次巻線の他端に接続される第１端子、前記第２入力端子に接続される第２端子、及び、制御端子を備えるスイッチング素子と、
    前記制御端子に接続され、前記スイッチング素子のオンとオフとの切り替えを制御する制御回路と、
    前記二次巻線に流れる二次電流に対応する電圧レベルを有する第１信号を出力する二次電流対応電圧検出部と、
    前記入力電圧を検出する入力電圧検出部とを備え、
    前記制御回路は、
    前記二次電流対応電圧検出部によって出力された第１信号の電圧レベルに基づいて、前記二次電流が流れる時間である二次側導通時間を測定する二次側導通時間測定回路と、
    前記一次巻線に流れる一次電流を検出する一次電流検出回路と、
    前記一次巻線に流れる一次電流と、前記二次電流が流れる時間である二次側導通時間が比例関係を保つように、前記スイッチング素子のオンとオフとの切り替えを制御するスイッチング決定回路と、
    前記一次電流検出回路によって検出された一次電流の単位時間当たりの変化を検出する傾き検出回路と、
    前記入力電圧検出部によって検出された入力電圧と、前記傾き検出回路によって検出された一次電流の単位時間当たりの変化とを用いて、前記一次巻線のインダクタンス値を予測するインダクタンス予測回路とを備え、
    前記スイッチング決定回路は、前記インダクタンス予測回路によって予測されたインダクタンス値の大きさにより、前記一次巻線に流れる一次電流と、前記二次電流が流れる時間である二次側導通時間の比例関係における比例係数を変化させる
    スイッチング電源装置。
  9. 前記スイッチング決定回路は、
    前記二次側導通時間の基準値を決定する基準値決定回路と、
    前記二次側導通時間測定回路によって測定された二次側導通時間と、前記基準値決定回路によって決定された基準値との差が小さくなるように、前記スイッチング素子のオンの周波数を変化させるための第２信号を出力する周波数制御回路と、
    前記一次電流の第１閾値を決定する電流閾値決定回路と、
    前記一次電流検出回路によって検出された一次電流と前記電流閾値決定回路によって決定された第１閾値とを比較することで、前記一次電流が前記第１閾値に等しくなった場合に、前記スイッチング素子をオフさせるための第３信号を出力する電流比較回路と、
    前記第２信号と前記第３信号とに基づいて、前記スイッチング素子のオンとオフとの切り替えを制御する発振制御回路とを備える
    請求項８記載のスイッチング電源装置。
  10. 前記基準値決定回路は、前記インダクタンス予測回路によって予測されたインダクタンス値が第２閾値より大きい場合に大きい値になり、前記インダクタンス値が前記第２閾値より小さい場合に小さい値になるように、前記基準値を決定する
    請求項９記載のスイッチング電源装置。
  11. 前記電流閾値決定回路は、前記インダクタンス予測回路によって予測されたインダクタンス値が第２閾値より大きい場合に大きい値になり、前記インダクタンス値が前記第２閾値より小さい場合に小さい値になるように、前記第１閾値を決定する
    請求項９記載のスイッチング電源装置。
  12. 前記スイッチング決定回路は、
    前記スイッチング素子を一定の周期でオンさせる第２信号を出力する周波数設定回路と、
    前記二次側導通時間に応じて前記一次電流の第１閾値を決定する電流閾値決定回路と、
    前記一次電流検出回路によって検出された一次電流と前記電流閾値決定回路によって決定された第１閾値とを比較することで、前記一次電流が前記第１閾値に等しくなった場合に、前記スイッチング素子をオフさせるための第３信号を出力する電流比較回路と、
    前記第２信号と前記第３信号とに基づいて、前記スイッチング素子のオンとオフとの切り替えを制御する発振制御回路とを備える
    請求項８記載のスイッチング電源装置。
  13. 前記電流閾値決定回路は、さらに、前記一次電流の第１閾値のトリミングを行うトリミング回路を有し、
    前記基準値決定回路は、さらに、前記基準値のトリミングを行うトリミング回路を有する
    請求項１〜６及び９〜１１のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
  14. 請求項１〜１３のいずれか１項に記載の制御回路を備える半導体装置であって、
    前記制御回路の少なくとも一部は、同一の半導体基板上に形成されている
    半導体装置。
  15. 前記スイッチング素子は、さらに、前記半導体基板上に形成されている
    請求項１４記載の半導体装置。
  16. 請求項１３記載のスイッチング電源装置におけるトリミング方法であって、
    前記一次電流の第１閾値と前記二次側導通時間の基準値との比のバラツキ範囲を小さくするようにトリミングを行うトリミングステップを含む
    トリミング方法。
  17. 請求項１３記載のスイッチング電源装置における規格提示方法であって、
    前記一次電流の第１閾値と前記二次側導通時間の基準値との比のバラツキ範囲を、前記半導体装置の規格としてユーザに提示する提示ステップを含む
    規格提示方法。
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