JP4848786B2

JP4848786B2 - スイッチング電源装置

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Description

本発明は、スイッチング電源装置（ＤＣ−ＤＣコンバータ等）に関し、特に、スイッチング電源装置の過負荷保護（過電流保護）機能に対し、広い入力電圧範囲に対応した補正手段を有するスイッチング電源装置に関する。

図７は、従来のスイッチング電源装置（ＤＣ−ＤＣコンバータ）の構成例と、その過負荷保護の例を示す図である。
図７に示すスイッチング電源装置では、電源端子ＶＤＤｉｎ−ＣＯＭ間に直流電源１０により直流入力電圧ＶＤＤが印加され、該電源端子ＶＤＤｉｎ−ＣＯＭ間に、トランスＴ１の１次側巻線Ｗ１と、スイッチング素子Ｑ１と、電流検出抵抗Ｒとが直列に接続される。そして、制御回路ＣＮＴによりスイッチング素子Ｑ１をスイッチング制御する。スイッチング素子Ｑ１がオンすると、「直流電源１０→トランスＴ１の１次側巻き線Ｗ１→スイッチング素子Ｑ１→電流検出抵抗Ｒ→直流電源１０」の経路で電流が流れる。すなわち、直流入力電圧ＶＤＤ（以下、単に「入力電圧ＶＤＤ」とも言う）がトランスＴ１の１次側巻き線Ｗ１に印加される。これにより、トランスＴ１の１次側巻線Ｗ１に三角波状の励磁電流が流れ、トランスＴ１に磁気エネルギーが蓄えられる。

スイッチング素子Ｑ１のオン時間は、フォトカプラＰＣのフィードバック信号により決定される。フォトカプラＰＣのフィードバック信号は、２次側の出力電圧Ｖｏを出力電圧検出回路２１にて検出して、基準電圧と比較した誤差信号であり、フォトカプラＰＣを介して２次側から１次側の制御回路ＣＮＴに伝達される。これにより、２次側の出力電圧Ｖｏを一定に保つように制御される。なお、フォトカプラＰＣは、発光ダイオード部（ＰＣ−Ｄ）と、受光トランジスタ部（ＰＣ−ＴＲ）とで構成されたものである。また、スイッチング素子Ｑ１がオフすると、トランスＴ１の２次側巻線Ｗ２からは、トランスＴ１に蓄えられていた磁気エネルギーが、出力の整流ダイオードＤ２１と平滑コンデンサＣ２１を介して、出力側の負荷２２に放出される。なお、３次側巻線Ｗ３の出力は、ダイオードＤ２とコンデンサＣ２により平滑され、電圧信号として制御回路ＣＮＴのＶａ端子に送られる。また、制御回路ＣＮＴのＶａ端子には抵抗Ｒ１０を通して、入力電圧ＶＤＤが接続されている。

ところで、図７に示すスイッチング電源装置２では、過負荷保護（過電流保護）のために、スイッチング素子Ｑ１に直列に接続された電流検出抵抗Ｒと、過電流を検出するための比較器ＣＭＰ１と、過電流検出用の基準電圧Ｖｒｅｆ１とを有している。

電流検出抵抗Ｒが検出した電流検出信号と、基準電圧Ｖｒｅｆ１とを比較器ＣＭＰ１で比較し、電流検出信号が基準電圧Ｖｒｅｆ１を超えた時、比較器ＣＭＰ１は制御回路ＣＮＴにスイッチング素子Ｑ１を遮断（オフ）する遮断信号を出力し、制御回路ＣＮＴは前記遮断信号によりスイッチング素子Ｑ１の制御端子に低レベルの駆動信号を出力することで、スイッチング素子Ｑ１を遮断する。

しかし前述の電流検出信号が基準電圧Ｖｒｅｆ１を超えてからスイッチング素子Ｑ１が遮断されるまでの一連の動作は、わずかではあるが遅れを有しており、実際にスイッチング素子Ｑ１に流れる電流は、基準電圧Ｖｒｅｆ１で指定している電流より高い電流値で遮断される。入力電圧ＶＤＤが低いときはスイッチング素子Ｑ１に流れる電流の増加率が小さいため基準電圧Ｖｒｅｆ１の指定している電流と、遮断までの遅れを含む実際に遮断される電流との差は小さいが、入力電圧ＶＤＤが高くなるとスイッチング素子Ｑ１に流れる電流の増加は大きくなるため、基準電圧Ｖｒｅｆ１の指定している電流と実際に遮断される電流との差は大きくなる。

出力電力Ｗｏは次の式に表される通り、電流の２乗に比例して大きくなるため入力電圧ＶＤＤが高くなると実際に遮断されるスイッチング素子Ｑ１の電流は大きくなるため、過電流時の出力電流は大きくなる。
Ｗｏ＝（１／２）Ｌ・Ｉ^２・ｆ、ここで、ｆはスイッチング周波数である。

そのため、スイッチング電源において、スイッチング素子Ｑ１の過電流検出値を固定値とすると、２次側出力が過負荷になった時の出力特性は、図８に示すように、（ａ）低入力電圧時、（ｂ）高入力電圧時のように入力電圧に大きく依存する。

その結果、入力電圧が高い時には出力電流が大きくなるために２次側巻線、及び２次整流回路の各素子に電流に起因する大きなストレスを発生し、１次側の各素子に対しては、スイッチング素子Ｑ１のオン時は該スイッチング素子Ｑ１に流れるピーク電流が増大し、スイッチング素子Ｑ１のオフ時は、電流の増大によりスイッチング素子Ｑ１のオフした時のトランスから発生するサージ電圧が大きくなり、スイッチング素子Ｑ１への電圧ストレスが大きくなる。そのため定格（過電流や耐電圧の定格）の大きな素子を使用する必要があるために形状の大型化や、高コストの要因となっていた。

その対策として、入力電圧ＶＤＤが高くなったときは、電流検出回路の出力信号に入力電圧検出回路の出力を重畳し、入力電圧が高いときは小さい過電流検出値でスイッチング素子Ｑ１を遮断するように入力電圧による補正をかけることが知られている。

図７に示す従来技術の例では、抵抗Ｒ２、Ｒ３によって入力電圧ＶＤＤを検出し、ツェナーダイオードＤ１、抵抗Ｒ１が入力電圧ＶＤＤによる過電流保護回路の補正回路に相当する。この従来技術の入力電圧補正の動作を図７に基づいて説明する。

電流検出抵抗Ｒの電圧降下ＶＲ、ツェナーダイオードＤ１の降伏電圧をＶＤ１とした場合に、抵抗Ｒ２、Ｒ３による電圧分割と前記ツェナーダイオードの降伏電圧ＶＤ１とによって決まり、次の式で表される入力電圧ＶＤＤ１よりも、入力電圧ＶＤＤが大きいときは、ＶＤＤとＶＤＤ１とＲ２によって決まる電流により、抵抗Ｒ１と電流検出抵抗Ｒに電圧降下ＶＲ１を発生させる。
ＶＤＤ１＝ＶＤ１×（Ｒ２＋Ｒ３）／Ｒ３、（一般に抵抗Ｒ１＞＞抵抗Ｒの関係にあるため、入力電圧補正回路に流れる電流による抵抗Ｒでの電圧は無視することができる）。

過電流検出用比較器ＣＭＰ１にとっては、電流検出抵抗Ｒの電圧降下ＶＲに対し、ＶＲ１が加えられることにより、いわば、入力電圧ＶＤＤが高いときは、基準電圧Ｖｒｅｆ１を電圧ＶＲ１の分差し引くことになる。このため、入力電圧ＶＤＤが高いときは、スイッチング素子Ｑ１を流れる電流が小さい電流（補正を掛けない場合よりも小さい電流）で、比較器ＣＭＰ１がスイッチング素子の遮断信号を出力するようになり、過負荷時の出力電力が入力電圧に依存しなくなる。例えば、図８の（ｃ）に示す特性のように、入力電圧に対する補正をかけ、入力電圧に依存しないようにできる。

しかしこの方法では、入力電圧ＶＤＤを検出する入力電圧検出回路が必要となること、さらに入力電圧検出回路の消費電力が問題となるため、トランスの第３の巻線を使用して、スイッチング素子のオン時の３次側巻線に現れる１次側巻線と３次側巻線の比で決まる電圧で、入力電圧を検出し入力電圧補正を行なうことが知られている（例えば、特許文献１を参照）。
特開２００４−３４３９００号公報

上述したような従来技術の補正方法を集積回路に組み込んだ場合は、入力電圧を検出して、スイッチング素子に流れている電流検出値に重畳することによる問題点、例えば、入力電流補正用抵抗Ｒ１を集積回路に組み込んだ場合は、電流検出値と入力電圧補正値の入力端子が共々必要になるといった問題点、或いは入力端子を削減するために補正用抵抗Ｒ１を集積回路の外部に出すことによる外付け部品の増加、そして入力電圧を直接検出する場合は入力電圧検出用の抵抗分圧器が必要になるという問題点が生じていた。また、トランスの巻線電圧を検出する場合は、スイッチング素子のオン時の巻線電圧を検出するためのダイオードが必要となり、外付け部品の更なる増加といった問題点が生じていた。

本発明は、上記問題点に鑑みなされたものであり、本発明の目的は、入力電圧を直接検出することなく、また、集積回路の外付け部品や或いは集積回路の端子数を増やすことなく、より簡単な構成により、過負荷時の出力電流が入力電圧に依存しないようにすることができる、スイッチング電源装置を提供することにある。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、本発明のスイッチング電源装置は、直流電源に１次側巻線が接続される、少なくとも１次側巻線と２次側巻線を有するトランスと、前記トランスの１次側巻線に直列に接続され前記直流電源から前記トランスの１次側巻線に電流を流すためのスイッチング素子と、前記スイッチング素子に流れている電流を検出する電流検出回路と、前記トランスの２次側巻線に接続された整流平滑回路と、前記整流平滑回路の出力電圧が所定の電圧となるように前記スイッチング素子をオン・オフ制御すると共に、前記スイッチング素子に流れる電流が過電流検出点を超えた場合に前記スイッチング素子をオフして過電流保護を行うスイッチング素子制御回路とを有するスイッチング電源装置において、前記電流検出回路の電流検出信号を基に、前記スイッチング素子に流れる電流の傾きを検出する電流変化検出回路と、前記電流変化検出回路の出力信号を基に、前記スイッチング素子に流れる電流の過電流検出点を補正する過電流検出点補正回路とを備えることを特徴とする。
このような構成により、トランスの１次側巻線に接続されたスイッチング素子に流れる電流を計測し、このスイッチング素子に流れる電流の傾き（電流増加の割合）を検出することにより、入力電圧の高低を検出する。そして、入力電圧の高低に応じて、スイッチング素子制御回路における過電流検出点の補正を行なう。すなわち、トランスの１次側巻線のインダクタンス（Ｌ１）と、スイッチング素子に流れる電流（ＩＤ）と、入力電圧（ＶＤＤ）と、時間（ｔ）との関係は、概略「ＶＤＤ＝Ｌ１×ＩＤ／ｔ」、となり、インダクタンスを固定値とすると、所定の時点のスイッチング素子の電流を検出し、電流の傾きを検出することにより入力電圧（ＶＤＤ）を検出することができる。
これにより、入力電圧を直接或いはトランスの巻線から検出することなく、入力電圧に対する過電流検出点の補正が可能となる。このため、制御部に必要となる追加回路は、集積回路内に容易に組み込むことができる素子で構成できるので、集積回路の外付け部品点数や電力損失が削減される。また、集積回路の端子をこのために追加する必要が無いといった効果がある。
また、本発明のスイッチング電源装置は、前記電流変化検出回路は、前記スイッチング素子制御回路が前記スイッチング素子に対しオン信号の出力を開始した後の所定時間の経過後に、前記スイッチング素子を流れる電流値が所定の基準値よりも小さいか否かを判定すると共に、所定の基準値よりも小さい場合に、過電流検出点の補正用の信号を出力する手段を備え、前記過電流検出点補正回路は、前記電流変化検出回路から過電流検出点の補正用の信号を受信した場合に、過電流検出点の基準値を、所定の値だけ高く設定する手段を備えることを特徴とする。
このような構成により、スイッチング素子制御回路がスイッチング素子に対しオン信号の出力を開始した後に、例えば、タイマ等により所定時間を計時し、所定時間の経過後に、スイッチング素子を流れる電流値が所定の基準値よりも小さいか否かを判定する。所定の基準値よりも小さい場合は、電流の傾きが小さい（入力電圧が低い）と判定し、過電流検出点の基準値を、所定の値だけ高くする。
これにより、入力電圧を直接或いはトランスの巻線から検出することなく、簡単な構成で、入力電圧による過電流検出点の補正が可能となる。

また、本発明のスイッチング電源装置は、前記電流変化検出回路は、前記スイッチング素子制御回路が前記スイッチング素子に対しオン信号の出力を開始した後の所定時間の経過後に、前記スイッチング素子を流れる電流波形を微分することにより、該スイッチング素子に流れている電流の傾きを検出する手段を備えることを特徴とする。
このような構成により、スイッチング素子に流れる電流波形を微分することにより入力電圧を検出する場合に、例えば、スイッチング素子がオンすると同時にタイマ等により所定時間を計時を開始し、所定時間の経過後に、電流波形の微分を行う。
これにより、スイッチング素子のターンオン時のスイッチングノイズの影響を受けることなく、電流の波形の微分を行うことができる。

また、一例としてのスイッチング電源装置は、前記電流変化検出回路は、前記スイッチング素子制御回路が前記スイッチング素子に対してオン信号を出力している期間の中の第１の時点から第２の時点までの所定の期間において、第１の時点にスイッチング素子を流れる電流値と、第２の時点にスイッチング素子に流れる電流値との差からスイッチング素子に流れている電流の傾きを検出する手段を備えることを特徴とする。
このような構成により、スイッチング素子のオン期間中（スイッチング素子に流れる電流の増加期間中）の、第１の時点にスイッチング素子に流れている電流値と、第２の時点にスイッチング素子に流れる電流値を検出し、その差からスイッチング素子に流れている電流の傾きを検出し、この傾きから入力電圧の高低を検出し、入力電圧に応じた過電流検出点の補正を行う。
これにより、入力電圧を直接或いはトランスの巻線から検出することなく、入力電圧による過電流検出点の補正が可能となる。このため、制御部に必要となる追加回路は、集積回路内に容易に組み込むことができる素子で構成できるので、集積回路の外付け部品点数や電力損失が削減される。また、集積回路の端子をこのために追加する必要が無いといった効果がある。

また、一例としてのスイッチング電源装置は、前記電流変化検出回路は、前記スイッチング素子制御回路がスイッチング素子に対しオン信号を出力している期間の中の、任意の時点のスイッチング素子を流れる電流波形を微分することによりスイッチング素子に流れている電流の傾きを検出する手段を備えることを特徴とする。
このような構成により、スイッチング素子に流れている電流を微分することにより電流の傾きを求め、この電流の傾きから入力電圧を検出し、過電流検出点の補正を行う。
これにより、入力電圧を直接或いはトランスの巻線から検出することなく、スイッチング素子に流れる電流を微分するだけで、入力電圧を検出できるようになり、入力電圧による過電流検出点の補正が可能となる。このため、制御部に必要となる追加回路は、集積回路内に容易に組み込むことができる素子で構成できるので、集積回路の外付け部品点数や電力損失が削減される。また、集積回路の端子をこのために追加する必要が無いといった効果がある。

本発明のスイッチング電源装置においては、入力電圧を直接或いはトランスの巻線から検出することなく、入力電圧による過電流検出点の補正が可能となる。このため、制御部に必要となる追加回路は、集積回路内に容易に組み込むことができる素子で構成できるので、集積回路の外付け部品点数や電力損失が削減される。また、集積回路の端子をこのために追加する必要が無いといった効果がある。

次に本発明を実施するための最良の形態について図面を参照して説明する。

［第１の実施の形態］
最初に、本発明の第１の実施の形態について説明する。図１は、本発明のスイッチング電源装置の第１の構成例を示す図である。図１に示すスイッチング電源装置１Ａの構成例は、スイッチング素子に電流が流れはじめてから所定の時間後の電流値が所定の基準値以上か未満かにより、スイッチング素子に流れる電流の傾き（電流増加の割合）を判定することにより、入力電圧の高低を検出する構成例である。

最初に、スイッチング素子の電流の傾きで入力電圧を検出する原理について説明する。

図１に示すスイッチング電源装置１Ａにおいて、直流電源１０から入力電圧ＶＤＤが印加され、スイッチング素子Ｑ１がＯＮの期間、トランスＴ１の１次側巻線Ｗ１を通してスイッチング素子Ｑ１にスイッチング電流ＩＤが流れる。スイッチング電流ＩＤは、電流検出抵抗Ｒの電圧降下ＶＲ＝Ｒ×ＩＤとして検出され、比較器ＣＭＰ１、ＣＭＰ２に入力される。比較器ＣＭＰ１は過電流検出用であり、比較器ＣＭＰ２は入力電圧検出用である。

トランスＴ１の１次側巻線Ｗ１のインダクタンスＬ１と、１次側巻線Ｗ１に印加される電圧ＶＬ１は、次の式で表される。
ＶＬ１＝ＶＤＤ−（ＲＤＳ（ＯＮ）十Ｒ）×ＩＤ、
ここで、ＲＤＳ（ＯＮ）はスイッチング素子Ｑ１のオン抵抗とする。

一般にスイッチング素子のオン抵抗ＲＤＳ（ＯＮ）と電流検出抵抗Ｒの抵抗値は小さく、ここでの電圧（ＲＤＳ（ＯＮ）＋Ｒ）×ＩＤは、入力電圧ＶＤＤに比較して極めて小さいために無視すると、巻線Ｗ１のインダクタンスＬ１に印加される電圧ＶＬ１は、
ＶＬ＝ＶＤＤ、となり、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流ＩＤは、
ＩＤ＝ＶＤＤ×ｔ／Ｌ１、
（ここで、ｔは時間（ｓｅｃ））、となる。

上の式の関係が有るので、スイッチング素子の電流ＩＤの傾斜（電流増加の割合）は、入力電圧ＶＤＤに比例しトランスＴ１の１次側巻線Ｗ１のインダクタンスＬ１に反比例する。

上式を変形すると入力電圧ＶＤＤは、
ＶＤＤ＝Ｌ１×ＩＤ／ｔ、
となり、インダクタンスＬ１を所定の固定値とすると、所定の時点のスイッチング素子Ｑ１の電流ＩＤを検出することにより入力電圧ＶＤＤを検出することができる。

次に、図１に示すスイッチング電源装置１Ａの構成について説明する。
図１において、電流検出抵抗Ｒの一端は過電流検出用の比較器ＣＭＰ１の非反転入力端子（＋）に接続されている。また、比較器ＣＭＰ１の反転入力端子（−）は電圧可変型の基準電圧Ｖｒｅｆ１に接続されている。比較器ＣＭＰ１の出力信号は、負荷２２への出力電圧を所定の電圧に制御するためにスイッチング素子Ｑ１のオン・オフを制御する、制御回路ＣＮＴの過電流入力端子ＯＣに接続される。ＯＣ端子に信号が入力されると、スイッチング素子Ｑ１はオンからオフに切り替えられる。

さらに、電流検出抵抗Ｒの一端はスイッチング素子Ｑ１の電流の傾斜を検出するために、比較器ＣＭＰ２の反転入力端子（−）に接続されている。比較器ＣＭＰ２の非反転入力端子（＋）にはスイッチング素子Ｑ１の電流と比較する基準電圧Ｖｒｅｆ２が接続されており、比較器ＣＭＰ２の出力はＤ型フリップフロップＦＦ１のＤ入力端子に接続されている。フリップフロップＦＦ１のリセット端子Ｒには、制御回路ＣＮＴの出力Ｖｇが、インバータＩＮＶ（論理反転回路）及びエッジ検出回路ＥＤ２を介して接続されており、エッジ検出回路ＥＤ２の出力がフリップフロップＦＦ１のリセット信号となる。

フリップフロップＦＦ１のクロック入力端子Ｃには、制御回路ＣＮＴの出力Ｖｇが、タイマＴＩＭ及びエッジ検出回路ＥＤ２を介して接続されており、エッジ検出回路ＥＤ２の出力がフリップフロップＦＦ１のクロック信号（データラッチ信号）となる。フリップフロップＦＦ１の反転出力端子Ｑバー（Ｑの反転論理信号）は可変な基準電圧Ｖｒｅｆ１の制御端子に接続されており、Ｑバー端子からＬレベル信号が出力されると、可変基準電圧Ｖｒｅｆ１の基準電圧値が変更される（ΔＶｒｅｆ１だけ増加する）。

図２は、図１に示すスイッチング電源装置１Ａにおける、低入力電圧時と、高電圧入力時の動作について説明するための図である。図２（Ａ）は、低入力電圧時の動作を示す図であり、図２（Ｂ）は、高入力電圧時の動作を示す図である。

最初に、図２（Ａ）を参照して、低入力電圧時の動作について説明する。
図２（Ａ）の時刻ｔ１において、制御回路ＣＮＴのＶｇ出力が高レベルになりスイッチング素子Ｑ１をオンして電流が流れ始める。電流検出抵抗Ｒの端子間電圧ＶＲと比較器ＣＭＰ２の基準電圧Ｖｒｅｆ２を比較し、電流検出抵抗Ｒの端子間電圧ＶＲが基準電圧Ｖｒｅｆ２より小さいときはＦＦ１のＤ端子に高レベル信号（以下Ｈレベル）が印加される。また、制御回路ＣＮＴのＶｇ出力が高レベルになるとタイマＴＩＭが計時動作を開始する。

時刻ｔ２において、タイマＴＩＭの計時が完了すると、該タイマＴＩＭの出力がＨレベルからＬレベルに変化し、このタイマＴＩＭに接続されたエッジ検出回路ＥＤ２が、タイマＴＩＭの出力がＨレベルからＬレベルに変化したことを検出し、エッジ検出パルスを出力する。このエッジ検出回路ＥＤ２から出力されたパルスは、ＦＦ１のクロック入力端子Ｃに印加される。

入力電圧が低い時は、クロックが印加された時、ＦＦ１のＤ端子に印加されているＣＭＰ２の出力ＣＭＰ２ｏｕｔはＨレベルであるので、ＦＦ１のＤ端子にはＨレベルが入力され、ＦＦ１の出力ＱバーはＬレベルになる。ＦＦ１のＱバー出力から可変基準電圧Ｖｒｅｆ１の制御端子にＬレベルの信号が印加されると、可変基準電圧Ｖｒｅｆ１が、ΔＶｒｅｆ１だけ高い基準電圧に変更される。

時刻ｔ３において、端子間電圧ＶＲが基準電圧Ｖｒｅｆ２よりも大きくなると、ＣＭＰ２の出力はＨレベルからＬレベルに変化する。この時点ではＦＦ１のクロック信号が無いためＦＦ１の出力は変化しない。

時刻ｔ４において、スイッチング素子Ｑ１の電流による抵抗Ｒの端子電圧がΔＶｒｅｆ１だけ高くなったＶｒｅｆ１に達すると、比較器ＣＭＰ１の出力がＬレベルからＨレベルに変わり、制御回路ＣＮＴのＯＣ端子にＨレベルが印加され、制御回路ＣＮＴの出力端子ＶｇはＬレベルに切り替わり、スイッチング素子Ｑ１はオフする。同時に、制御回路ＣＮＴの出力端子Ｖｇの出力がＬレベルに切り替わると、インバータＩＮＶ、エッジ検出回路ＥＤ１を介してＦＦ１のリセット端子Ｒにリセット信号が印加されＦＦ１はリセットされる。

以上の動作により、１周期毎にスイッチング電流ＩＤの傾斜によって入力電圧ＶＤＤを検出し、過電流値を補正することが可能になる。

次に、図２（Ｂ）を参照して、高入力電圧時の動作について説明する。
時刻ｔ１において、制御回路ＣＮＴのＶｇ出力が高レベルになりスイッチング素子Ｑ１をオンして電流が流れ始める。また、制御回路ＣＮＴのＶｇ出力が高レベルになるとタイマＴＩＭが計時動作を開始する。

比較器ＣＭＰ２では、電流検出抵抗Ｒの端子間電圧ＶＲと基準電圧Ｖｒｅｆ２を比較し、端子間電圧ＶＲが基準電圧Ｖｒｅｆ２より小さいときはＦＦ１のＤ端子に高レベル信号（Ｈレベル）を印加する。

時刻ｔ３´において、端子問電圧ＶＲが基準電圧Ｖｒｅｆ２よりも大きくなると、ＣＭＰ２の出力はＨレベルからＬレベルに変化する。

入力電圧が高い時は、ＦＦ１のクロック入力端子にパルスが印加された時、ＦＦ１のＤ端子に印加されているＣＭＰ２の出力ＣＭＰ２ｏｕｔはＬレベルであるので、ＦＦ１にはＬレベルが入力され、ＦＦ１の出力ＱバーはＨレベルのまま変化しない。ＦＦ１のＱバー出力がＨレベルで変化しないため、可変基準電圧Ｖｒｅｆ１は元のままで変化しない。

時刻ｔ４において、スイッチング素子の電流による抵抗Ｒの端子電圧がＶｒｅｆ１に達すると、比較器ＣＭＰ１の出力がＬレベルからＨレベルに変わり制御回路ＣＮＴのＯＣ端子にＨレベルが印加され、制御回路ＣＮＴの出力端子ＶｇはＬレベルに切り替わり、スイッチング素子Ｑ１はオフする。同時に、制御回路ＣＮＴの出力端子Ｖｇの出力がＬレベルに切り替わると、インバータＩＮＶ、エッジ検出回路ＥＤ１を介してＦＦ１のリセット端子Ｒにリセット信号が印加されＦＦ１はリセットされる。

以上の動作により、１周期毎にスイッチング電流ＩＤの傾斜によって入力電圧ＶＤＤを検出し、過電流値を補正する事が可能になる。

なお、第１の実施の形態において、前述の電流変化検出回路は、図１に示す、電流検出抵抗Ｒ、基準電圧Ｖｒｅｆ２、及び比較器ＣＭＰ２等が相当し、過電流検出点補正回路は、図１に示すフリプフロップＦＦ１、及び可変基準電圧Ｖｒｅｆ１等が相当する。

［第２の実施の形態］
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。第１の実施の形態においては、スイッチング素子Ｑ１を導通させて電流が流れ始めてから、所定の時間後におけるスイッチング素子Ｑ１の電流値を基準電圧と比較することにより、電流の傾き（電流増加の割合）が大きいか小さいかの判別を行い、小さい場合に過電流検出用の基準電圧Ｖｒｅｆ１の電圧を切り替える（ΔＶｒｅｆ１だけ増加させる）ようにしている。このように、第１の実施の形態では、過電流検出用基準電圧Ｖｒｅｆ１の２値の切換による過電流保護回路の例であったが、基準電圧Ｖｒｅｆ２、比較器ＣＭＰ２、フリップフロップＦＦ１、基準電圧Ｖｒｅｆ１を複数用意し、多値の切換としてもよい。さらに、入力電圧の変化に合わせて連続的に過電流検出用の基準電圧を変化させても良い。

本発明の第２の実施の形態では、過電流検出用の基準電圧Ｖｒｅｆ１を連続的に変化させる場合の例について説明する。

図３は、本発明のスイッチング電源装置の第２の構成例を示す図であり、図４は、各部の動作波形を示す図である。以下、図３及び図４を参照して、本発明の第２の実施の形態について説明する。

図３に示すスイッチング電源装置１Ｂにおいて、スイッチング電流ＩＤは、電流検出抵抗Ｒの端子間電圧（ＶＲ＝Ｒ×ＩＤ）として検出され、端子間電圧ＶＲは電流検出用比較器ＣＭＰ１、アンプＡＭＰ１に入力される。

比較器ＣＭＰ１は過電流検出用であり、アンプＡＭＰ１はコンデンサＣ３と抵抗Ｒ６とで電流波形の傾きを検出するための微分回路を構成し、所定の傾きでスイッチング素子の電流が増大すると所定の電圧が出力される電流変化検出回路を構成している。

微分用コンデンサＣ３の一端は電流検出抵抗Ｒの一端に接続され、Ｃ３の他端はアンプＡＭＰ１の反転入力端子（−）に接続されている。アンプＡＭＰ１の反転入力端子（−）と出力端子は抵抗Ｒ６で接続されている。非反転入力端子（＋）は入力電源端子の他端子ＣＯＭに接続されている。アンプＡＭＰ１の出力端子は抵抗Ｒ５を介して比較器ＣＭＰ１の反転入力に接続され、さらに基準電圧Ｖｒｅｆ１は抵抗Ｒ４を介して比較器ＣＭＰ１の反転入力（−）に接続されている。

このような構成により、入力電圧ＶＤＤが高くなると、スイッチング素子Ｑ１の導通時にスイッチング素子Ｑ１に流れる電流（電流ＩＤ）の増加率は大きくなり、電流検出抵抗Ｒの端子電圧の傾きは急になる。その電圧を、Ｃ３を介してＡＭＰ１の反転入力端子に入力すると、コンデンサＣ３に流れる電流はスイッチング素子Ｑ１に流れる電流（ドレイン電流ＩＤ）の増加率に比例するために、アンプＡＭＰ１の出力電圧は電流に比例した負の電圧が出力される。基準電圧Ｖｒｅｆ１はアンプＡＭＰ１の負の出力電圧と分圧され、Ｖｒｅｆ１より低い電圧が比較器ＣＭＰ１の反転入力端子（−）に過電流の基準電圧として印加される。このため、入力電圧ＶＤＤが高くなるほどドレイン電流の増加率は急になり、アンプＡＭＰ１の負の出力電圧は大きくなるため比較器ＣＭＰ１の基準電圧として働く反転入力端子電圧は低くなる。

例えば、図４（Ａ）および図４（Ｂ）の時刻ｔ１において、制御回路ＣＮＴから出力Ｖｇが出力され、スイッチング素子Ｑ１がオンし、電流ＩＤが流れ始める。そして、微分回路（ＡＭＰ１）からスイッチング素子Ｑ１に流れる電流の傾きに比例した電圧が出力される。

図４（Ａ）に示すように、入力電圧ＶＤＤが低いときはスイッチング素子の電流の傾きが緩やかであるため、微分回路（ＡＭＰ１）の出力電圧は負の小さい電圧（Ｖａｍｐ（Ｌ））となる。一方、図４（Ｂ）に示すように、入力電圧が高いときはスイッチング素子Ｑ１の電流の傾きが急になるため、微分回路（ＡＭＰ１）の出力電圧は負の大きい電圧（Ｖａｍｐ（Ｈ））となる。

微分回路（ＡＭＰ１）の出力と基準電圧Ｖｒｅｆ１とで、過電流検出回路の比較器ＣＭＰ１の過電流基準電圧を、電流ＩＤが緩やかなときは微分回路（ＡＭＰ１）の出力が小さいΔＶｒｅｆ１（Ｌ）の分を基準電圧Ｖｒｅｆ１より差し引いた電圧で決定し、電流ＩＤが急なときは微分回路の出力が大きいΔＶｒｅｆ１（Ｈ）分を基準電圧Ｖｒｅｆ１より差し引いた電圧で決定する。

これにより、入力電圧ＶＤＤが高くなるほど、ＣＭＰ１の反転入力端子（−）に印加される過電流検出用基準値は低くなり、入力電圧ＶＤＤによって過電流点の補正が可能となる。

なお、第２の実施の形態において、前述の電流変化検出回路は、図３に示す、電流検出抵抗Ｒ、コンデンサＣ３、抵抗Ｒ６、及びアンプＡＭＰ１等が相当し、過電流検出点補正回路は、アンプＡＭＰ１、抵抗Ｒ５、抵抗Ｒ４、及び基準電圧Ｖｒｅｆ１等が相当する。

［第３の実施の形態］
第２の実施の形態では、電流検出抵抗Ｒの端子電圧ＶＲを微分することによって過電流検出用比較器ＣＭＰ１の基準電圧を低減する低減値を検出したが、スイッチング素子Ｑ１のターンオン時のサージ電流によるノイズ成分による影響を低減するために、第３の実施の形態では、スイッチング素子Ｑ１がオンしている期間の中で任意の期間、微分回路を働かせないよう入力を切り離すスイッチＳＷとその駆動回路を設けている。

図５は、本発明のスイッチング電源装置の第３の構成例を示す図あり、スイッチング電源装置１Ｃの具体的な回路構成例を示したものである。また、図６は、各部の動作波形を示す図である。以下、図５および図６を参照して、第２の実施の形態との差のみについて説明する。

図５に示すスイッチング電源装置１Ｃにおいては、電流検出抵抗Ｒと微分回路を構成するコンデンサＣ３との間にスイッチＳＷを設ける。また、制御回路ＣＮＴの出力信号ＶｇをＡＮＤ回路の一方の入力端子とタイマＴＩＭの入力端子に接続し、タイマＴＩＭの出力はインバータＩＮＶを介してＡＮＤ回路の他方の入力端子に接続する。ＡＮＤ回路の出力はスイッチＳＷのオン・オフを制御する制御端子に接続する。

このような構成により、制御回路ＣＮＴの出力端子Ｖｇがスイッチング素子Ｑ１の制御端子にオン信号を出力している期間の中の、スイッチング素子Ｑ１がオンしてからタイマＴＩＭで決定される所定の時間の間、スイッチＳＷを遮断することによりスイッチング素子のターンオン時のサージ電流等によるノイズを遮断することができる。

図６（Ａ）の時刻ｔ１において、制御回路ＣＮＴから出力Ｖｇが出力され、スイッチング素子Ｑ１がオンし、電流ＩＤが流れ始める。同時にタイマＴＩＭが起動される。タイマＴＩＭが動作している間はＡＮＤ回路の出力が出ないため微分回路のスイッチＳＷは遮断されており、微分回路の出力は発生しない。

時刻ｔ２において、タイマＴＩＭの計時動作が完了すると、ＡＮＤ回路の出力端子に出力（Ｈレベル）が発生する。ＡＮＤ回路の出力信号を受信したスイッチＳＷは導通し微分回路（ＡＭＰ１）は動作し始める。微分回路の出力はスイッチング素子に流れる電流の傾きに比例した電圧が出力される。

図６（Ａ）に示すように、入力電圧ＶＤＤが低いときはスイッチング素子の電流の傾きが緩やかであるため、微分回路（ＡＭＰ１）の出力電圧は負の小さい電圧（Ｖａｍｐ（Ｌ））となる。一方、図６（Ｂ）に示すように、入力電圧が高いときはスイッチング素子Ｑ１の電流の傾きが急になるため、微分回路（ＡＭＰ１）の出力電圧は負の大きい電圧（Ｖａｍｐ（Ｈ））となる。

時刻ｔ３において、スイッチング素子Ｑ１を流れる電流ＩＤが時刻ｔ２で決定された過電流基準電圧を超えると、比較器ＣＭＰ１の出力はＨレベルに反転し、制御回路ＣＮＴの過電流入力端子ＯＣにＨレベル信号を印加する。制御回路ＣＮＴは出力端子Ｖｇの出力をＨレベルからＬレベルに切換、スイッチング素子Ｑ１を遮断する。

これにより、スイッチング素子Ｑ１のターンオン時のサージ電流によるノイズ成分が、微分回路に与える影響を低減することができる。

なお、第３の実施の形態において、前述の電流変化検出回路は、図５に示す、電流検出抵抗Ｒ、スイッチＳＷ、コンデンサＣ３、抵抗Ｒ６、及びアンプＡＭＰ１等が相当し、過電流検出点補正回路は、アンプＡＭＰ１、抵抗Ｒ５、抵抗Ｒ４、及び基準電圧Ｖｒｅｆ１等が相当する。

以上、本発明の実施の形態について説明したが、上述した構成と動作により、スイッチング電流の傾斜によって、入力電圧を直接或いはトランスの巻線から検出することなく、入力電圧による過電流検出点の補正が可能となる。これにより、制御部に必要となる追加回路は、第１の実施の形態では比較器ＣＭＰ２、フリップフロップＦＦ１などであり、第２の実施の形態においてもアンプと小さなコンデンサ、抵抗といった集積回路内に容易に組み込むことができる素子で構成されているため、集積回路の外付け部品点数や電力損失が削減されることと、集積回路の端子をこのために追加する必要が無いといった格別な効果がある。

なお、本発明は上記実施の形態の例に限定されるものではなく、さまざまな実施の形態が考えられる。

例えば、第１の実施の形態、第２の実施の形態では、スイッチング素子の電流がゼロから電流が流れ始める絶縁型スイッチング電源を示したが、スイッチング素子の電流がゼロ以外でも流れ始める連続モードの場合であっても同様に実施することができ、同様の効果が得られる。

また、入力電圧ＶＤＤに接続されるトランスの１次側巻線と負荷に出力する２次側巻線により、１次側と２次側とを絶縁する絶縁型でなくてもよい。例えば力率改善回路を含む、昇圧型スイッチング電源で有っても同様に実施することができ、同様の効果がえられる。

さらに、微分回路の出力と基準電圧Ｖｒｅｆ１との間にサンプルアンドホールド回路を挿入しても良い。その場合は、入力電圧が変化したときだけ過電流検出用基準値は変化することになる。

また、第１、第２、および第３の実施の形態においては、アナログ的に処理する回路の構成例を示したが、アナログ−デジタル変換器を有するマイクロコンピュータを使用するなどデジタル的に電流ＩＤの傾きを検出しても良いし、微分しても良い。

また、実施の形態では、過電流検出用比較器ＣＭＰ１の基準電圧を電流ＩＤの傾きで変化させたが、電流ＩＤの電流検出抵抗Ｒから比較器ＣＭＰ１の入力間に可変型分圧回路を接続し、電流ＩＤの傾きで分圧比を変化させても良い。

以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明のスイッチング電源装置は、上述の図示例にのみ限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変更を加え得ることは勿論である。

本発明においては、入力電圧を直接或いはトランスの巻線から検出することなく、入力電圧による過電流検出点の補正ができる。このため、制御部に必要となる追加回路は、集積回路内に容易に組み込むことができる素子で構成できるので、集積回路の外付け部品点数や電力損失が削減され、集積回路の端子をこのために追加する必要が無いといった効果があるので、本発明はスイッチング電源装置等に有用である。

本発明のスイッチング電源装置の第１の構成例を示す図である。図１の回路の各部の動作波形を示す図である。本発明のスイッチング電源装置の第２の構成例を示す図である。図３の回路の各部の動作波形を示す図である。本発明のスイッチング電源装置の第３の構成例を示す図である。図５の回路の各部の動作波形を示す図である。従来のスイッチング電源装置の構成例を示す図である。従来のスイッチング電源装置の電源出力過負荷特性を示す図である。

符号の説明

１Ａ、１Ｂ、１Ｃ、２…スイッチング電源装置
１０…直流電源
２１…出力電圧検出回路
２２…負荷
ＡＮＤ…アンド（論理積）回路
ＡＭＰ１…アンプ
Ｃ２、Ｃ２１…平滑コンデンサ
Ｃ３…微分用コンデンサ
ＣＭＰ１、ＣＭＰ２…比較器
ＣＮＴ…制御回路
Ｄ１…ツェナーダイオード
Ｄ２、Ｄ２１…整流ダイオード
ＥＤ１、ＥＤ２…エッジ検出回路
ＦＦ１…Ｄ型フリップフロップ
ＩＮＶ…インバータ
ＰＣ…フォトカプラ
Ｑ１…スイッチング素子
Ｒ…電流検出抵抗
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６、Ｒ１０…抵抗
ＳＷ…スイッチ
Ｔ１…トランス
ＴＩＭ…タイマ
Ｖｒｅｆ１、Ｖｒｅｆ２…基準電圧
Ｗ１…１次側巻線
Ｗ２…２次側巻線
Ｗ３…３次側巻線

Claims

直流電源に１次側巻線が接続される、少なくとも１次側巻線と２次側巻線を有するトランスと、前記トランスの１次側巻線に直列に接続され前記直流電源から前記トランスの１次側巻線に電流を流すためのスイッチング素子と、前記スイッチング素子に流れている電流を検出する電流検出回路と、前記トランスの２次側巻線に接続された整流平滑回路と、前記整流平滑回路の出力電圧が所定の電圧となるように前記スイッチング素子をオン・オフ制御すると共に、前記スイッチング素子に流れる電流が過電流検出点を超えた場合に前記スイッチング素子をオフして過電流保護を行うスイッチング素子制御回路とを有するスイッチング電源装置において、
前記電流検出回路の電流検出信号を基に、前記スイッチング素子に流れる電流の傾きを検出する電流変化検出回路と、
前記電流変化検出回路の出力信号を基に、前記スイッチング素子に流れる電流の過電流検出点を補正する過電流検出点補正回路と
を備え、
前記電流変化検出回路は、
前記スイッチング素子制御回路が前記スイッチング素子に対しオン信号の出力を開始した後の所定時間の経過後に、前記スイッチング素子を流れる電流値が所定の基準値よりも小さいか否かを判定すると共に、所定の基準値よりも小さい場合に、過電流検出点の補正用の信号を出力する手段を備え、
前記過電流検出点補正回路は、
前記電流変化検出回路から過電流検出点の補正用の信号を受信した場合に、過電流検出点の基準値を、所定の値だけ高く設定する手段
を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
直流電源に１次側巻線が接続される、少なくとも１次側巻線と２次側巻線を有するトランスと、前記トランスの１次側巻線に直列に接続され前記直流電源から前記トランスの１次側巻線に電流を流すためのスイッチング素子と、前記スイッチング素子に流れている電流を検出する電流検出回路と、前記トランスの２次側巻線に接続された整流平滑回路と、前記整流平滑回路の出力電圧が所定の電圧となるように前記スイッチング素子をオン・オフ制御すると共に、前記スイッチング素子に流れる電流が過電流検出点を超えた場合に前記スイッチング素子をオフして過電流保護を行うスイッチング素子制御回路とを有するスイッチング電源装置において、
前記電流検出回路の電流検出信号を基に、前記スイッチング素子に流れる電流の傾きを検出する電流変化検出回路と、
前記電流変化検出回路の出力信号を基に、前記スイッチング素子に流れる電流の過電流検出点を補正する過電流検出点補正回路と
を備え、
前記電流変化検出回路は、
前記スイッチング素子制御回路が前記スイッチング素子に対しオン信号の出力を開始した後の所定時間の経過後に、前記スイッチング素子を流れる電流波形を微分することにより、該スイッチング素子に流れている電流の傾きを検出する手段を
備えることを特徴とするスイッチング電源装置。