JP5641140B2 - スイッチング電源装置の制御回路およびスイッチング電源 - Google Patents

スイッチング電源装置の制御回路およびスイッチング電源 Download PDF

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Description

本発明は、スイッチング素子をオンオフしてAC入力の電圧を所定の直流電圧に変換して負荷に供給するフライバック型のスイッチング電源装置の制御回路およびスイッチング電源に関し、とくにスイッチング素子に流れる過電流ピーク電流のAC入力の電圧値による変動を対策することが可能なスイッチング電源装置の制御回路およびスイッチング電源に関する。
図5にPWM制御用の集積回路(IC)を使ったフライバック電源の回路構成を示す。
AC入力1は、入力フィルタを構成するトランス2とコンデンサ3を介して、ダイオードブリッジ4に供給され、直流入力電圧に整流される。コンデンサ5は、ダイオードブリッジ4と接地との間に設けられて、スイッチングノイズを吸収する機能を有している。また、ダイオード6は、半波整流したAC入力1を電流制限抵抗7を介して制御IC8のVH端子に供給している。この電流制限抵抗7によって、VH端子への入力電流が制限されている。
制御IC8には、そのLAT端子に制御IC8に加熱ラッチ保護をかけるためのサーミスタ9が接続されている。また、制御IC8のIS端子には、コンデンサ10および抵抗11からなるノイズフィルタを介してセンス抵抗12の電圧が入力されている。制御IC8のVCC端子は、コンデンサ13の一端と接続されるとともに、逆流防止ダイオード14を介してトランスTの補助巻き線15と接続されている。このコンデンサ13は、PWM制御動作時に制御IC8へ供給される電源電圧を保持する。また、逆流防止ダイオード14はVCC端子から補助巻き線15への電流の逆流を防ぐように作用する。
トランスTの一次巻き線16は、一端がコンデンサ5に接続され、他端がMOSFET17のドレイン端子に接続される。また、MOSFET17のソース端子はセンス抵抗12を介して接地され、このセンス抵抗12によってMOSFET17を流れるドレイン電流Idsが検出される。すなわち、センス抵抗12ではMOSFET17のオン電流が、それに比例した大きさの電圧信号に変換され、この電圧信号が上記ノイズフィルタを介して制御IC8のIS端子に供給される。
トランスTの二次巻き線18は一端がダイオード19と接続され、さらにコンデンサ20を介して接地されている。コンデンサ20の電圧は、負荷25に供給される出力電圧に関する情報として、フォトカプラ21によって二次側から一次側へ送られる。すなわち、フォトカプラ21はシャントレギュレータ22と直列に接続され、シャントレギュレータ22には出力電圧を分圧する抵抗23,24の接続点が接続され、シャントレギュレータ22により出力電圧の分圧値と図示しない基準電圧とが比較される。その結果、二次側の出力電圧の基準電圧に対する誤差情報が電流信号に変換され、この電流信号がフォトカプラ21を駆動することにより、負荷情報が一次側へ送られるのである。
PWM制御用の制御IC8を用いて構成されたスイッチング電源装置では、MOSFET17のスイッチング動作を制御することにより、AC入力電圧の整流電圧がトランスTを介して所定のDC電圧に変換される。IC回路により構成される制御IC8では、トランスTの二次側の負荷25に出力される負荷情報を、上記のようにシャントレギュレータ22、フォトカプラ21を介して制御IC8のFB端子にフィードバックして検出している。また、MOSFET17のドレイン電流をセンス抵抗12で電圧変換して、この電圧を制御IC8のIS端子で検出する。このFB端子電圧とIS端子電圧を比較して、OUT端子からMOSFET17のオン幅を可変制御することで、スイッチング電源装置をPWM制御することができ、これにより二次側の負荷25への供給電力を調整することができる。
図6は、従来のPWM制御用の制御ICの内部回路構成を示すブロック図である。
起動回路(Startup)31は、起動時にVH端子からVCC端子へ電流を供給するものであって、フライバック電源にAC入力1が印加されると、制御IC8ではVH端子から起動回路31を通してVCC端子へ電流が流れる。これにより、VCC端子に外部接続されたコンデンサ13が充電されて、その電圧値が上昇する。
低電圧誤動作防止回路(UVLO)32は、VCC端子と基準電源V1とに接続されている。この低電圧誤動作防止回路32では、VCC端子の電圧値が基準電源V1以上になると低電圧誤動作防止回路32の出力であるUVLO信号がL(Low)レベルとなり、内部電源(5VReg.)33が起動して、制御IC8内の各回路に電源供給が行われ、反対にVCC端子電圧が低い間はUVLO信号がH(High)レベルとなって制御IC8の動作を停止する。
発振器(OSC)34はFB端子と接続され、MOSFET17のスイッチング動作で発生するEMI(電磁妨害)ノイズ低減のため、周波数変調機能が内蔵されている。この発振器34は、制御IC8によるMOSFET17のスイッチング周波数を決めるものであって、上記の周波数変調機能とは別に軽負荷時には発振周波数を低下させる機能も有し、発振信号(デューティマックス信号)Dmaxを出力する。この発振信号Dmaxは、Hレベルの時間が長く、周期毎に短時間Lレベルになる信号であって、その周期がスイッチング電源のスイッチング周期となり、その周期と周期中のHレベルの時間との比がスイッチング電源の最大時比率(デューティマックス)を与える。また、スロープ補償回路35はIS端子と接続され、後述するようなサブハーモニック発振を防止する機能を備えている。
FBコンパレータ36は、FB端子と基準電源V2とに接続されている。FB端子電圧が基準電源V2より低下したときに出力電圧が過大と判断して、このFBコンパレータ36から後段のワンショット回路37にクリア信号CLRを出力し、スイッチング動作を停止させる。ワンショット回路37は、発振器34の発振信号Dmaxの立ち上がりでトリガーされて後段のRSフリップフロップ38に対するセットパルスを生成する。また、ワンショット回路37は、Hレベルのクリア信号CLRが入力されている間は、RSフリップフロップ38に対するセットパルスを出力しない。
RSフリップフロップ38は、オアゲート39およびアンドゲート40とともにPWM信号を形成している。すなわち、オアゲート39では、入力されているワンショット回路37とRSフリップフロップ38の出力信号より、2つの出力信号の和(OR)信号であるブランキング信号を生成する。基本的にはこのブランキング信号がPWM信号となるが、さらに、発振器34の発振信号Dmaxに基づきアンドゲート40でPWM信号の最大デューティを決めている。
低電圧誤動作防止回路32から出力されたUVLO信号は、オアゲート41を介してドライブ回路(OUTPUT)42に供給され、ドライブ回路42からOUT端子を介して出力されるスイッチ信号SoutによりMOSFET17のゲートをオンオフ制御している。すなわち、VCC端子電圧が低くてUVLO信号がHレベルとなっているときはドライブ回路42の出力をオフさせる(MOSFET17をオフさせる信号を出力する)。反対に、VCC端子電圧が高くてUVLO信号がLレベルとなっているときは、アンドゲート40の出力信号に従いドライブ回路42がMOSFET17のゲートをオンオフ制御する。
レベルシフト(Level Shift)回路43は、FB端子の電圧をISコンパレータ44に入力可能な電圧範囲にレベルシフトする機能を有し、その出力信号がISコンパレータ44の反転入力端子(−)に供給される。ISコンパレータ44には、その非反転入力端子(+)にスロープ補償回路35の出力信号が供給されている。なお、FB端子には電源電圧Vccが抵抗R0を介して接続され、この抵抗R0がフォトカプラ21を構成するフォトトランジスタの負荷抵抗となっている。これにより、抵抗R0による電源電圧Vccからの電圧ドロップによりスイッチング電源装置に接続されている負荷25の大きさが検知される。
ISコンパレータ44では、スロープ補償されたIS端子電圧とレベルシフトされたFB端子電圧とが比較され、MOSFET17のオフのタイミングを決めている。また、制御IC8のIS端子には、MOSFET17の過電流保護レベルを決めるOCPコンパレータ45が接続されている。OCPコンパレータ45では、その非反転入力端子(+)がIS端子に、反転入力端子(−)が基準電源V3にそれぞれ接続され、MOSFET17の過電流保護レベルを決めている。そして、ISコンパレータ44からのオフ信号とOCPコンパレータ45からのオフ信号は、いずれもオアゲート46を介してRSフリップフロップ38のリセット端子に供給されている。
なお、サーミスタ9にはLAT端子を介して電流源47から電流が供給される。LATコンパレータ48は、LAT端子と基準電源V4とに接続され、LAT端子の電圧(すなわち、サーミスタ9の電圧)が基準電源V4の電圧以下に低下したことを検出すると、加熱状態であると判断してラッチ回路49に対するセット信号を出力する。ラッチ回路49は、LATコンパレータ48のセット信号を受けてHレベルのラッチ信号Latchをオアゲート41およびオアゲート51に出力する。これにより、ドライブ回路42と起動回路31がオフされる。また、ラッチ回路49のリセット端子には、低電圧誤動作防止回路32のUVLO信号が供給されていて、VCC端子の電位が低下するとラッチ状態が解除される。
内部電源33が起動して内部回路に電源が供給されると、抵抗R0およびFB端子を介してフォトカプラ21を構成するフォトトランジスタに電圧が印加されて、FB端子電圧が上昇する。FB端子の電圧信号が一定電圧値以上になると、発振器34から発振信号Dmaxが出力され、発振信号Dmaxの立ち上がりにトリガーされてワンショット回路37からRSフリップフロップ38に対するセットパルスが出力される。このセットパルスはRSフリップフロップ38の出力信号とともにオアゲート39に入力され、上記のようにブランキング信号を生成する。そして、これがPWM信号としてアンドゲート40およびドライブ回路42を通じてOUT端子からMOSFET17のゲート端子に出力され、スイッチ信号SoutとなってMOSFET17を駆動する。これより、発振信号Dmaxの立ち上がりでMOSFET17がターンオンすることになる。なお、RSフリップフロップ38の出力信号とワンショット回路37からのセットパルスの和(オア)をとるのは、何らかの事情でRSフリップフロップ38にリセットがかかりっぱなしの状態になったとしても、ワンショット回路37からのセットパルスの時間幅だけはMOSFET17をターンオンさせるためである。MOSFET17がターンオンすると、センス抵抗12にドレイン電流Idsが流れるから、制御IC8のIS端子の電圧が上昇する。
そして、制御IC8のスロープ補償されたIS端子の電圧がFB端子電圧をレベルシフト回路43によってレベルシフトした電圧に達すると、ISコンパレータ44からオアゲート46を介してRSフリップフロップ38にリセット信号が出力される。RSフリップフロップ38がリセットされることで、オアゲート39の出力がLレベルとなり(通常動作では、この時点でワンショット回路37からのセットパルスはLレベルになっている。)、これによりアンドゲート40の出力もLレベルとなるため、スイッチ信号SoutによりMOSFET17はターンオフする。
また、スイッチング電源装置に接続される負荷25が極端に重くなり、制御IC8のFB端子にフィードバックされる電圧値が(高電圧側の)制御範囲外になっても、OCPコンパレータ45によりIS端子の電圧値を一定の基準電圧値V3と比較することにより、IS端子の電圧値が基準電圧値V3以上になった場合には、MOSFET17をターンオフすることができる。
ISコンパレータ44でFB端子電圧をレベルシフトした電圧をIS端子の電圧と比較する前に、IS端子の電圧に対しスロープ補償回路35によってMOSFET17のオン幅に比例したスロープ補償電圧を加算するスロープ補償がなされている。一般に、定常状態でMOSFET17が動作していれば、MOSFET17に流れる電流の大きさがスイッチング周期の最初と最後で一致することになる。ところが、MOSFET17のデューティ(オン時比率=オン幅/スイッチング周期)が大きくなりすぎると、電流の大きさが一致できなくなって、スイッチング周期毎にMOSFET17に流れる電流の状態が変動する。こうした低周波数での発振はサブハーモニック発振として知られているものであるが、このサブハーモニック発振にはそれが生じる条件がある。サブハーモニック発振は、IS端子の電圧に単調増加する信号を重畳するスロープ補償によりこの条件が成立しないようにして防止できる(特許文献1参照)。
図7は、従来のスロープ補償回路の一例を示す回路図であり、図8は、図7のスロープ補償回路により生成されるスロープ補償信号を示すタイミング図である。
以下、このスロープ補償回路35におけるスロープ補償動作について、図8に示すタイミングチャートによって説明する。
図7において、入力端子35aにはIS端子の電圧信号が入力され、入力端子35bには発振器34の発振信号Dmaxが入力される。入力端子35bには、直列接続されたPチャネル型のトランジスタM1とNチャネル型のトランジスタM2の各ゲート端子がインバータ351を介して接続されている。直列接続されたトランジスタM1,M2のうち、M1のソース端子は電流源回路I1に接続され、M2のソース端子は接地され、共通に接続された各ドレイン端子はPNPトランジスタT1のベースに接続されている。また、トランジスタM1,M2の接続点はコンデンサC1の一端と接続され、コンデンサC1の他端は接地されている。
PNPトランジスタT1のエミッタは、NPNトランジスタT2のベースおよび電流源回路I2に接続され、そのコレクタは接地されている。NPNトランジスタT2のコレクタは、電源Vccに接続され、そのエミッタは直列接続された抵抗R1,R2および入力端子35aを介してIS端子に接続されている。また、抵抗R1,R2の接続点は出力端子35cに接続されている。
上述した構成のスロープ補償回路35では、入力端子35bに発振器34からの発振信号Dmaxが供給され、それがHレベルのときにトランジスタM1がオン、トランジスタM2がオフとなり、電流源回路I1からの電流でコンデンサC1が充電される。この単調増加する積分電圧は、図8に示すような右肩上がりの電圧信号SaとしてPNPトランジスタT1のベースに印加される。電圧信号Saは、それぞれPNPトランジスタT1とNPNトランジスタT2からなる2つのエミッタフォロワによってレベルシフトされて(レベルシフト量=(PNPトランジスタT1のベース・エミッタ間電圧)−(NPNトランジスタT2のベース・エミッタ間電圧)≒0)、NPNトランジスタT2のエミッタに電圧信号Saと同じレベルの電圧が発生する。また、図8において点線によって示すように、IS端子の電圧信号も、MOSFET17がターンオンするタイミングt1から右肩上がりで上昇する。この電圧信号の傾きは、図5に示すトランスTの一次巻き線16のインダクタンス値とAC入力1からの入力電圧(コンデンサ5の電圧値)で決まる。なお、コンデンサ5の電圧値は、1スイッチング周期内では一定と看做すことができる。
ここで、発振信号Dmaxの立ち上がりとMOSFET17のターンオンが同じタイミングであるため、抵抗R1,R2の抵抗値をそれぞれR1,R2とすると、IS端子の電圧信号に電圧信号Saの波形が分圧比(R1/(R1+R2))分だけ加算されて出力端子35cから出力される。この出力端子35cの電圧波形は、図6に示すFB端子からレベルシフト回路43によってレベルシフトされたフィードバック電圧波形と、ISコンパレータ44で比較され、出力端子35cの電圧がレベルシフトされたフィードバック電圧を上回ると、ISコンパレータ44の出力がHレベルになる。この信号は、オアゲート46を介してRSフリップフロップ38をリセットし、RSフリップフロップ38の出力QがLレベルとなるため、ドライブ回路42によりMOSFET17がターンオフされる。
発振信号DmaxがLレベルになるタイミングt2では、トランジスタM2がオンとなり、コンデンサC1の電荷が急速に放電される。そのため、スロープ補償回路35の出力電圧(出力端子35cの電圧)がゼロになって、次にMOSFET17がターンオンするときは再びゼロ電位から電圧が加算され、スイッチング電源装置がPWM制御される。
図9は、従来の周波数変調機能を備えた発振器の一例を示す回路図である。
図9に示す従来の発振器34は、定電流を流す電流源回路I3,I4、電流源回路I3を介して電源Vccと接続されたPチャネル型のトランジスタM3、このトランジスタM3と直列に接続され、電流源回路I4を介して接地されたNチャネル型のトランジスタM4、トランジスタM3,M4の接続点に一端が接続され、他端が接地されたタイミングコンデンサC2、タイミングコンデンサC2の電圧信号Sbに対して、その充電電圧上限値と放電電圧下限値をそれぞれ設定するコンパレータ341,342、後述する周波数変調用の変調期間設定回路343、変調期間設定回路343の出力信号Scとコンパレータ341の出力信号を入力するアンドゲート344、トランジスタM3,M4を相補的にオンオフするRSフリップフロップ345、およびインバータ346から構成されている。なお、FB端子へのフィードバック信号により軽負荷状態であると判断されると、電流源回路I3,I4の電流値を減少させてスイッチング周波数を低下させるよう機能するが、本発明の説明に関しては定電流と考えてよい。
コンパレータ341の反転入力端子(−)には第1の基準電圧V5が入力され、コンパレータ342の非反転入力端子(+)には第2の基準電圧V6が入力されている。第1の基準電圧V5と第2の基準電圧V6は、タイミングコンデンサC2の電圧信号Sbのそれぞれ充電電圧上限値と放電電圧下限値を規定するものであって、それらの間にはV5>V6という関係がある。コンパレータ342の出力端子はRSフリップフロップ345のセット端子Sに接続され、コンパレータ341の出力端子はアンドゲート344を介してRSフリップフロップ345のリセット端子Rに接続されている。RSフリップフロップ345からは、そのQ出力(出力端子Qから出力される信号をQ出力とする)が発振器34の出力端子34aに供給され、発振信号Dmaxとして出力されるとともに、インバータ346を介してそれぞれトランジスタM3,M4のゲートに接続されている。
いま、コンパレータ341の出力端子が直接RSフリップフロップ345のリセット端子Rに接続されていて、発振器34に周波数変調用の変調期間設定機能がないものとする。その場合は、電流源回路I3からの電流によってタイミングコンデンサC2が充電されるタイミングでは、タイミングコンデンサC2の電圧信号Sbがコンパレータ341の反転入力端子に入力される第1の基準電圧V5に到達すると、即座にフリップフロップ345がリセットされてトランジスタM3,M4のオンオフが反転する。これにより、電流源回路I4の電流によってタイミングコンデンサC2が放電し、コンパレータ342の非反転入力端子に入力される第2の基準電圧V6に到達すると、即座にフリップフロップ345がセットされてトランジスタM3,M4のオンオフが再度反転する。こうして、タイミングコンデンサC2が電流源回路I3により充電され、つぎに電流源回路I4により放電されるという動作が繰り返される。したがって、タイミングコンデンサC2の充電期間と放電期間の合計期間によって後述の図10に示すタイミングt1〜t4の長さが規定される(t2〜t3の長さはゼロ。)。そのため、図5に示すMOSFET17のスイッチング周波数がタイミングコンデンサC2だけで決まり、その充電期間と放電期間のみによって最大のデューティが規定されることになる。
これに対して、図9の周波数変調機能が付いた発振器34では、変調期間設定回路343によって充電期間と放電期間との間に時間長が周期毎に変動する変調期間(休止期間)を設けることができる。したがって、発振器34の発振信号の周期、すなわちスイッチング電源のスイッチング周期は、充電期間と変調期間(休止期間)と放電期間との和となっている。
変調期間設定回路343は、コンパレータ341の出力信号を反転するインバータ347、電源Vccと接続された電流源回路I5、ゲート端子がインバータ347の出力端子に接続されて交互にオンオフするPチャネル型のトランジスタM5とNチャネル型のトランジスタM6、休止期間を設定するカウンタ348、カウンタ348のnビットのオンオフ信号により選択されるPチャネル型のトランジスタM71,M72〜M7n、トランジスタM71、M72〜M7nにそれぞれ直列に接続されたコンデンサC31,C32〜C3nから構成されている。
図10は、発振器の各部の信号波形を示すタイミング図である。
ここで、図10に示す発振器34から出力される発振信号Dmaxの波形について説明する。
図9に示す発振器34では、タイミングコンデンサC2への充電動作はタイミングt2で終わるが、その直後から放電をスタートさせず、タイミングt2からt3までの変調期間(休止期間t2〜t3)を設けている。すなわち、変調期間設定回路343ではタイミングコンデンサC2の充電動作が終わると、電流源回路I5の電流が、選択されたトランジスタM71,M72〜M7nを介してコンデンサC31,C32〜C3nを充電し始める。タイミングコンデンサC2の放電動作は、コンデンサC31,C32〜C3nの充電が完了する(すなわち、コンデンサC31,C32〜C3nの充電電圧である電圧Scがアンドゲート344の入力に対する閾値電圧に達する)タイミングt3からスタートする。変調期間設定回路343では、Pチャネル型のトランジスタM71,M72〜M7nのスイッチのオンオフによって、コンデンサC31,C32〜C3nの容量値が切り替え可能とされ、これによりコンデンサC31,C32〜C3nの充電期間、すなわち変調期間(休止期間t2〜t3)の長さが変化する。こうして、発振器34では、変調期間設定回路343により、その発振信号Dmaxの周波数固定期間(t1〜t2,t3〜t4)に変調期間(休止期間t2〜t3)を設定することができる。
このように、周波数変調機能が付いた発振器34の変調方式では、タイミングコンデンサC2の休止期間t2〜t3を変調させることにより、発振信号Dmaxの周波数を変調できる。これは、タイミングコンデンサC2の充電期間(t1〜t2)と、コンデンサC31,C32〜C3nの充電期間(t2〜t3)と、タイミングコンデンサC2の放電期間(t3〜t4)との合計によって、MOSFET17のスイッチング周期が規定されることになるからである。このように、タイミングコンデンサC2の休止期間の変調により、スイッチ信号Soutのスイッチング周波数が変調できる。そして、コンデンサC31,C32〜C3nの充電期間は、電流源回路I5に接続されているコンデンサの総容量値に反比例し、どのコンデンサが接続されるかは、発振信号Dmaxの周期毎に(スイッチング周期毎に)カウントダウンもしくはカウントアップされるカウンタ348のカウント値に応じてオンオフするPチャネル型のトランジスタM71,M72〜M7nによって決定される(特許文献2参照)。
なお、スイッチング周期を変調させるやり方については、上記以外にも従来から様々な手段が提案されている。
上述した制御IC8では、MOSFET17を流れるドレイン電流Idsが一定電流以上にならないように、OCPコンパレータ45でレベル制限を行っている。このことは、すでに制御IC8の内部回路構成を示す図6によって説明した通りである。
図11は、入力電圧が変化したときの過電流保護レベルの変化を示す図である。
このMOSFET17がオンのときに流れるドレイン電流Idsは、その大きさが過電流検出レベルに達した後にMOSFET17がターンオフするが、実際にドレイン電流Idsがオフするまでには、図11(A)に示すように一定の遅延時間τがかかる。この遅延時間τの長さは、電流検出端子のノイズフィルタ、制御IC8内部での回路遅延要素、あるいはMOSFET17自体のスイッチング動作の遅延時間などによって規定される。そして、図11(B)に示すように、AC入力1からの入力電圧が高ければ、MOSFET17のターンオン時にトランスTの一次巻き線16を流れる電流の傾きが大きくなる。その傾斜角は一次巻き線16のインダクタ値にもよるが、図11(A)に示すように、入力電圧が低いときの傾きは緩やかとなり、入力電圧が高いときは傾きが急になる。
ところが、図6に示すように、OCPコンパレータ45における過電流検出電圧は基準電源V3によって一定値に設定されている。そのため、遅延時間τの間に流れるインダクタ電流(=Ids)が引き続いて上昇し、実際にMOSFET17がオフするときの電流リミット値については、AC入力1からの入力電圧が高いほど過電流保護動作時のピーク電流が大きな値となる。一般に、負荷25に設定される電流リミット値は、入力電圧が低いときの過電流検出レベルによって決められているので、入力電圧が高いときは設計者が望む過電流検出レベルより大きな電流が流れてしまう。したがって、PWM制御される従来のフライバック電源では、MOSFET17やトランスT等の定格電流を高くする必要があって、電源装置のコスト増や大型化を招来する原因となっていた。
特開2004−40856号公報 特開2010−245675号公報 米国特許出願公開第2008/0291700号明細書(段落番号[0025]〜[0026]、FIG4,5参照) 特開2002−153047号公報(段落番号[0048]〜[0054]、図4参照)
この現象に対して、特許文献3の電源装置の発明では、つぎのような対策がとられている。特許文献3によれば、発振器の三角波をレベルシフトして、過電流保護の基準電圧とすることにより、MOSFETQ1のオン幅が広くなる低入力電圧時には、過電流保護の基準電圧を高くし、MOSFETQ1のオン幅が狭くなる高入力電圧時は、過電流保護の基準電圧を低くするように、検出レベルに傾斜を設けている。図12は、入力電圧の大きさによって過電流検出レベルを変化させた状態を示す図である。ここに示すように、入力電圧の大きさによって過電流検出レベルを連続的に変化させることにより、入力電圧の大きさによらないでMOSFETQ1の過電流保護のピーク電流値(図では、電流リミットとして示している。)を一定にすることができる。
すなわち、特許文献3の技術は後述する本発明に近似する考えに基づくものであるが、そこに示されている実施の形態は、過電流保護回路(パワーリミッタ60)が発振器(オッシレータ10)から電圧信号(鋸歯状信号:Saw Signal)VSAWを受けることにより、過電流制限を行うものだけが示されている。
しかしながら、特許文献3での対策によれば、上述の休止期間を持った発振器には適用できない。図9において説明した周波数変調機能が付いた発振器34に特許文献3の方法を適用した場合には、過電流保護の基準電圧(OCPコンパレータ45の基準電源V3)が休止期間(変調期間)では一定となってしまうからである。
図13は、図9の周波数変調機能を備えた発振器に特許文献3の方法を適用した場合の過電流保護動作を説明するタイミング図である。この図13に示すように、タイミングt2,t5で周波数固定期間を過ぎ、周波数変調期間(t3〜t4,t5〜t6)になると、特許文献3の電圧信号VSAWに相当する電圧信号Sbでは過電流保護の基準電圧のレベル補正ができなくなる。したがって、このときは、AC入力1からの入力電圧によるMOSFET17の過電流保護のピーク電流変動を補正することが不可能になる。
別の発明として、特許文献4における第2の実施の形態として示されているチョッパ型レギュレータでは、抵抗49を使って入力電流(過電流)を検出し、コンパレータ63では2つの入力電圧の差がVcに達すると出力が反転する。
ここでは、分圧回路66は入力電圧を検出するためのものであって、その出力によりトランジスタ67に流れるベース電流Ibが飽和しないよう、分圧比を小さくしておく。調整抵抗65には、トランジスタ67のベース電流Ibのhfe倍だけ電流が流れるので、入力電圧が高くなれば、それだけ調整抵抗65の電圧ドロップが大きくなる。また、コンパレータ63には電流検出抵抗49での電圧ドロップと調整抵抗65での電圧ドロップの和の電圧が入力されるので、電流検出抵抗49に流れる電流が同じ大きさでも、入力電圧が高いほどコンパレータ63の2つの入力電圧の差も大きくなる。すなわち、入力電圧が高いほど早めに過電流が流れていることが判断できる(特許文献4の図4参照)。
しかしながら、この方式では、コンパレータ63の非反転入力端子(+)に入力電圧がそのまま印加されるので、交流電源を整流した入力電源から入力電圧を得る場合には、その電圧値が高すぎてそのままではコンパレータに入力できないという問題が生じる。また、電源用の制御回路を集積回路で作る場合は、コンパレータ63への入力端子が必要となり、集積回路の外部端子が2つ多く必要となる。集積回路化する場合には、その必要端子数が常に大きな問題となる。さらに、抵抗49の抵抗値は通常小さな値とすることが好ましいため、コンパレータ63の反転入力端子(−)への入力電圧も高電圧になってしまうという問題があった(特許文献4の図4参照)。
こうした問題を解決するためには、上述した図5において用いられているセンス抵抗12のように、スイッチング用のMOSFET17と接地電位(GND)との間に電流検出抵抗を設けることが考えられる。ところが、特許文献4の発明を適用するためには、制御回路に負電源が必要である。通常、負電源を用意することは回路規模を大きくするために好ましくない。
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、発振波形に変調期間(休止期間)を有する発振器を用いても、スイッチング素子に流れる過電流ピーク電流の変動を補正できるようにしたスイッチング電源装置の制御回路およびスイッチング電源を提供することを目的とする。
本発明では、上記問題を解決するために、スイッチング素子をオンオフしてAC入力の電圧を所定の直流電圧に変換して負荷に供給するフライバック型のスイッチング電源装置の制御回路が提供される。このスイッチング電源装置の制御回路は、前記スイッチング素子に接続され、その電流値を電圧変換する電流検出回路と、前記電流検出回路により変換された電流信号に基づいて前記負荷に対する過電流を検出する過電流保護回路と、前記AC入力の電圧変化に応じて前記過電流保護回路への基準電圧信号を補正する電圧補正回路と、前記スイッチング素子に対するスイッチング周波数を変調可能な周波数変調機能を有する発振回路と、前記発振回路により設定された周波数変調期間を含む前記スイッチング周波数のオン期間に比例して単調増加するスロープ補償信号を生成するスロープ補償回路とから構成される。
このスイッチング電源装置では、前記電圧補正回路は前記スロープ補償信号に基づき前記基準電圧信号を補正する。
また、本発明によれば、スイッチング素子をオンオフしてAC入力の電圧を所定の直流電圧に変換して負荷に供給するフライバック型のスイッチング電源が提供される。このスイッチング電源は、前記スイッチング素子に接続され、その電流値を電圧変換する電流検出回路と、前記電流検出回路により変換された電流信号に基づいて前記負荷に対する過電流を検出する過電流保護回路と、前記AC入力の電圧変化に応じて前記過電流保護回路への基準電圧信号を補正する電圧補正回路と、前記スイッチング素子に対するスイッチング周波数を変調可能な周波数変調機能を有する発振回路と、前記発振回路により設定された周波数変調期間を含む前記スイッチング周波数のオン期間に比例して単調増加するスロープ補償信号を生成するスロープ補償回路と、から構成される。
このスイッチング電源では、前記電圧補正回路は前記スロープ補償信号に基づき前記基準電圧信号を補正する。
本発明によれば、発振波形に変調期間(休止期間)を有する発振器を用いた場合でも、回路規模を増やすことなく過電流保護レベルを調整する機能が実現できる。
したがって、電源回路(フライバック)を制御し、EMIノイズ低減のための変調期間(休止期間)による周波数変調機能を持つICにおいて、入力電圧に関わらず、同じ過電流レベルでMOSFETをオフすることができる。
そして、同じ過電流レベルでスイッチをオフすることにより、スイッチ、インダクタ、トランスの定格電流における余分なマージンが削減でき、電源装置のコスト低下、小型化を実現できる。
本発明の上記および他の目的、特徴および利点は本発明の例として好ましい実施の形態を表す添付の図面と関連した以下の説明により明らかになるであろう。
実施の形態に係るスイッチング電源の制御回路の構成を示すブロック図である。 図1の制御回路内のスロープ補償回路を示す回路図である。 図1の制御回路内の過電流レベル設定回路を示す回路図である。 図3の過電流レベル設定回路による補正動作を説明するタイミング図である。 PWM制御用の集積回路(IC)を使ったフライバック電源の回路構成を示す図である。 従来のPWM制御用の制御ICの内部回路構成を示すブロック図である。 従来のスロープ補償回路の一例を示す回路図である。 図7のスロープ補償回路により生成されるスロープ補償信号を示すタイミング図である。 従来の周波数変調機能を備えた発振器の一例を示す回路図である。 発振器の各部の信号波形を示すタイミング図である。 入力電圧が変化したときの過電流保護レベルの変化を示す図である。 入力電圧の大きさによって過電流検出レベルを変化させた状態を示す図である。 図9の周波数変調機能を備えた発振器に特許文献3の方法を適用した場合の過電流保護動作を説明するタイミング図である。
以下、図面を参照してこの発明の実施の形態について説明する。図1は、実施の形態に係るスイッチング電源の制御回路の構成を示すブロック図である。
このスイッチング電源の制御回路を構成する制御IC8は、先に図6において説明した従来のPWM制御用の制御IC8と基本的に同一の構成をなしている。制御IC8は、AC入力1からの電圧を基にして、一定の出力電圧を作るフライバック電源(図5参照)を制御するものである。また、図5に示すMOSFET17に流れる電流を電圧変換する電流検出用のセンス抵抗12、変換された電圧信号を検出するIS端子、制御IC8内の過電流検出用のOCPコンパレータ45が、過電流を検出するための過電流保護回路を構成している。
図1では、従来のスイッチング電源の制御回路とは異なる部分について説明するものとし、図6に示す従来回路と対応する部分には同じ符号が付けて詳細な説明は省略する。制御IC8において、従来回路(図6)との相違点は、OCPコンパレータ45の反転入力端子(−)に過電流レベル設定回路50を接続し、基準電源V3を用いることなしにMOSFET17の過電流保護レベルを決めていることである。
最初に、制御IC8の過電流保護時における動作について説明する。
MOSFET17がオンし、MOSFET17に接続されたセンス抵抗12に電流が流れ、制御IC8のIS端子の電圧が上昇する。制御IC8のIS端子の電圧が制御IC8内部の過電流保護レベル電圧以上になると、過電流検出用のOCPコンパレータ45の出力が反転し、後段のRSフリップフロップ38に対するリセット信号が生成される。RSフリップフロップ38がリセットされると、OUT端子からMOSFET17をオフさせる信号が出力される。なお、ワンショット回路37の出力信号は短パルス信号であり、過電流となる時点では通常Lレベルとなっているので、オアゲート39の出力はRSフリップフロップ38の出力で定まる。また、制御IC8のIS端子に図示しないリーディングエッジブランキング回路等を介在させて、MOSFET17がターンオンした直後の入力ノイズを除去することが可能である。
過電流レベル設定回路50は、スロープ補償回路35とOCPコンパレータ45の反転入力端子(−)との間に接続され、過電流保護レベルを決める基準電圧信号Sdを出力している。この過電流レベル設定回路50では、MOSFET17がターンオンした直後から基準電圧信号Sdが右肩上がりで上昇するようにして、AC入力1からの入力電圧レベルが高いほどMOSFET17の過電流保護時のピーク電流が高くなる現象を補正するものである。
図2は、図1の制御回路内のスロープ補償回路を示す回路図である。
スロープ補償回路35は、スロープ電圧信号Saを出力するための端子35dを備えている点を除けば、図7に示した従来のスロープ補償回路35と同一構成を有している。すなわち、このスロープ補償回路35では、図7に関して説明したように、入力端子35bから入力される発振器34の発振信号DmaxがHレベルになると、コンデンサC1が電流源回路I1からの電流で充電されて、単調増加する積分電圧Saを生成する。この単調増加する積分電圧Saが、スロープ電圧信号Saとして端子35dから出力される。
すなわち、スイッチング動作するMOSFET17のターンオン時にコンデンサC1に充電して、単調増加するスロープ電圧信号Saを作り、過電流レベル設定回路50に出力している。したがって、コンデンサC1の容量値と電流源回路I1からの電流値(I1)により、このスロープ電圧信号Saの傾斜が決定され、MOSFET17でのスイッチングのオン幅が広くなるほど電圧値が増加するスロープ電圧となる。
図3は、図1の制御回路内の過電流レベル設定回路を示す回路図である。
過電流レベル設定回路50は、スロープ電圧信号Saが入力される入力端子50aと、基準電圧信号Sdを出力する出力端子50bとを備える。過電流レベル設定回路50は、それぞれエミッタフォロワ回路を構成するPNPトランジスタT3とNPNトランジスタT4、電流源回路I6,I7、カレントミラー回路を構成するPチャネル型のトランジスタM8,M9、および抵抗R3,R4から構成されている。この過電流レベル設定回路50では、PNPトランジスタT3からなるエミッタフォロワでPNPトランジスタT3のエミッタ端子に(スロープ電圧信号Sa+PNPトランジスタT3のベース・エミッタ間電圧)という電圧信号を生成し、NPNトランジスタT4からなるエミッタフォロワでNPNトランジスタT4のエミッタ端子に(スロープ電圧信号Sa+PNPトランジスタT3のベース・エミッタ間電圧−NPNトランジスタT4のベース・エミッタ間電圧≒スロープ電圧信号Sa)という電圧信号を生成する。このようなことをするのは、インピーダンス変換したスロープ電圧信号Saを抵抗R3に印加するためである。
抵抗R3にインピーダンス変換したスロープ電圧信号Saが印加されるため、抵抗R3にはスロープ電圧信号Saに比例した電流が流れる。この電流はトランジスタM8,M9からなるカレントミラー回路でコピーされ、このコピーされた電流に電流源回路I7の基準電流(電流値もI7で表す)が加算された電流が抵抗R4(その抵抗値もR4で表す)に流れる。すなわち、スロープ電圧信号Saに比例した電流と基準電流(I7)が加算された電流が、抵抗R4により電圧変換されて基準電圧信号Sdになる。したがって、出力端子50bから出力される過電流保護レベルを決める基準電圧信号Sdは、非ゼロの初期電圧(=I7×R4)から右肩上がりで増加(増加分はスロープ電圧信号Saに比例した電流が抵抗R4に流れることにより発生する。)するものとなっている。
このスロープ電圧信号Saに比例する電圧と初期電圧とが加算された基準電圧信号Sdは、図1に示すように、OCPコンパレータ45の反転入力端子(−)に供給される。これにより、制御IC8のIS端子の電圧が基準電圧信号Sdを上回ると、RSフリップフロップ38にリセット信号が入力される。したがって、OCPコンパレータ45の出力信号が反転するタイミングでMOSFET17をターンオフさせることができる。
図4は、図3の過電流レベル設定回路による補正動作を説明するタイミング図である。
図4(B),(C)に示すように、それぞれ発振器34(図9)で作られる電圧信号Sb(台形波信号)と発振信号Dmaxは、タイミングt4あるいはタイミングt7などで同時に立ち上がり、同図(A)に示すように、Hレベルのスイッチ信号Soutをドライブ回路42からOUT端子に出力する。これによって、MOSFET17をターンオンさせることができる。
図4(D)に示すように、スロープ補償回路35では、発振信号Dmaxの立ち上がりのタイミングt4,t7に同期して電流源回路I1からコンデンサC1を充電することにより、右肩上がりのスロープ電圧信号Saを作る。
図4(E)に示す過電流レベル設定回路50からの基準電圧信号Sdは、MOSFET17のターンオン直後のタイミングt4,t7には、
Vd=I7×R4[V]
の値となり、そこからI1/C1[V/s]に比例する傾斜で上昇する右肩上がりの電圧信号となる。
図4(B)に示すように、発振器34内の電圧信号Sb(台形波信号)は、充電期間が終わって変調期間I、IIになるタイミングt2,t5で、一定電圧値V5が維持されることになる。そのため、発振器34内では変調期間I、IIにおいても右肩上がりの傾斜を維持する信号を作ることができない。これに対し、上述したようにスロープ補償回路35からのスロープ電圧信号Saは、発振信号DmaxがHレベルである期間は右肩上がりの傾斜を有している。したがって、このスロープ電圧信号Saを基にして生成される過電流保護の基準電圧信号Sdは、変調期間I、IIの期間中も、一貫して右肩上がりの傾斜で増加する信号となる。
スイッチ信号Soutのオン幅は、スイッチング電源の出力電圧が一定に制御される場合、AC入力1からの入力電圧が高いほど狭く、入力電圧が低いほど広くなる。そこで、スイッチ信号Soutのオン幅に比例するスロープ電圧信号Saに比例する電圧を一定電圧の過電流基準電圧(=I7×R4、図6に示す回路の基準電源V3の電圧に相当。)に加算することにより、入力電圧が低い(オン幅が広い)ときの過電流状態では、基準電圧信号Sdの電圧が高く、入力電圧が高い(オン幅が狭い)ときの過電流状態では、基準電圧信号Sdの電圧が低くなる。
したがって、この過電流レベル設定回路50の動作により、過電流基準電圧に入力電圧補正がかけられたことになって、過電流保護時のMOSFET17のピーク電流に生じる変動を補正することができる。
このように、本発明のスイッチング電源装置によれば、変調期間(休止期間)による周波数変調機能を持つ制御IC8において、過電流保護時のMOSFET17のピーク電流に対する入力電圧補正の効果を持たせることができる。
なお、上述のMOSFET17はスイッチング素子の一例として挙げたものであり、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)やバイポーラトラジスタなどのデバイスに置き換えてもよい。
上記については単に本発明の原理を示すものである。さらに、多数の変形、変更が当業者にとって可能であり、本発明は上記に示し、説明した正確な構成および応用例に限定されるものではなく、対応するすべての変形例および均等物は、添付の請求項およびその均等物による本発明の範囲とみなされる。
1 AC入力
2 トランス
3,5,10,13,20 コンデンサ
4 ダイオードブリッジ
6,19 ダイオード
7 電流制限抵抗
8 制御IC
9 サーミスタ
11,23,24 抵抗
12 センス抵抗
14 逆流防止ダイオード
15 補助巻き線
16 一次巻き線
17 MOSFET
18 二次巻き線
21 フォトカプラ
22 シャントレギュレータ
25 負荷
31 起動回路(Startup)
32 低電圧誤動作防止回路(UVLO)
33 内部電源(5VReg.)
34 発振器(OSC)
35 スロープ補償回路
36 FBコンパレータ
37 ワンショット回路
38 RSフリップフロップ
39,41,46,51 オアゲート
40 アンドゲート
42 ドライブ回路(OUTPUT)
43 レベルシフト回路(Level Shift)
44 ISコンパレータ
45 OCPコンパレータ
47 電流源
48 LATコンパレータ
49 ラッチ回路
50 過電流レベル設定回路
Dmax 発振信号
I1〜I5 電流源回路
Sa スロープ電圧信号
Sb,VSAW 電圧信号
Sc 出力信号
Sd 基準電圧信号
Sout スイッチ信号
T トランス
V1〜V6 基準電源
Vcc 電源電圧

Claims (6)

  1. スイッチング素子をオンオフしてAC入力の電圧を所定の直流電圧に変換して負荷に供給するフライバック型のスイッチング電源装置の制御回路であって、
    前記スイッチング素子に接続され、その電流値を電圧変換する電流検出回路と、
    前記電流検出回路により変換された電流信号に基づいて前記負荷に対する過電流を検出する過電流保護回路と、
    前記AC入力の電圧変化に応じて前記過電流保護回路への基準電圧信号を補正する電圧補正回路と、
    前記スイッチング素子に対するスイッチング周波数を変調可能な周波数変調機能を有する発振回路と、
    前記発振回路により設定された周波数変調期間を含む前記スイッチング周波数のオン期間に比例して単調増加するスロープ補償信号を生成するスロープ補償回路と、
    を備え、
    前記電圧補正回路は前記スロープ補償信号に基づき前記基準電圧信号を補正することを特徴とするスイッチング電源装置の制御回路。
  2. 前記発振回路は台形波を生成し、該台形波の電圧が一定となる部分の時間長を変化させることにより前記スイッチング周波数を変調させることを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源装置の制御回路。
  3. 前記電圧補正回路は前記スロープ補償信号に比例した電圧と定電圧とを加算して前記基準電圧信号を補正することを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源装置の制御回路。
  4. スイッチング素子をオンオフしてAC入力の電圧を所定の直流電圧に変換して負荷に供給するフライバック型のスイッチング電源であって、
    前記スイッチング素子に接続され、その電流値を電圧変換する電流検出回路と、
    前記電流検出回路により変換された電流信号に基づいて前記負荷に対する過電流を検出する過電流保護回路と、
    前記AC入力の電圧変化に応じて前記過電流保護回路への基準電圧信号を補正する電圧補正回路と、
    前記スイッチング素子に対するスイッチング周波数を変調可能な周波数変調機能を有する発振回路と、
    前記発振回路により設定された周波数変調期間を含む前記スイッチング周波数のオン期間に比例して単調増加するスロープ補償信号を生成するスロープ補償回路と、
    を備え、
    前記電圧補正回路は前記スロープ補償信号に基づき前記基準電圧信号を補正することを特徴とするスイッチング電源。
  5. 前記発振回路は台形波を生成し、該台形波の電圧が一定となる部分の時間長を変化させることにより前記スイッチング周波数を変調させることを特徴とする請求項4に記載のスイッチング電源。
  6. 前記電圧補正回路は前記スロープ補償信号に比例した電圧と定電圧とを加算して前記基準電圧信号を補正することを特徴とする請求項4に記載のスイッチング電源。
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