CN103477548B - 开关电源器件控制电路以及开关电源 - Google Patents

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Abstract

提供一种开关电源器件控制电路以及开关电源，即使使用具有频率调制功能的振荡器，也能应对开关元件的峰值电流的输入电压所引起的波动，其中，该频率调制功能利用了振荡波形中的调制期间（空闲期间）。控制IC（8）与开关元件以及电流检测电阻器相连，并对开关元件的导通和截止进行控制，该开关元件提供有来自AC输入的输出电压，该电流检测电阻器对控制IC（8）的电流值进行电压转换，该控制IC（8）包括：OCP比较器（45），利用电流检测电阻器检测对于负载的过电流；过电流电平设定电路（50），根据来自AC输入的输出电压来对开关元件的峰值电流所产生的波动进行校正；振荡器（34），具有对开关元件的开关频率进行调制的频率调制功能；以及斜率补偿电路（35），产生与振荡器（34）的振荡信号的各个周期的开始起的时间成比例且单调递增的斜率补偿信号。

Description

开关电源器件控制电路以及开关电源
技术领域
本发明涉及一种回扫型开关电源器件的控制电路和开关电源，该回扫型开关电源器件将使开关元件导通和截止的AC输入的电压转换为预定的直流电压、并将该电压提供给负载，本发明尤其涉及一种能够应对因流过开关元件的过电流峰值电流中的AC输入的电压值所引起的波动的开关电源器件的控制电路和开关电源。
背景技术
图5示出了使用PWM控制用的集成电路（IC）的回扫电源的电路结构。
AC输入1经由构成输入滤波器的变压器2和电容器3提供至二极管电桥4，且被整流为直流输入电压。电容器5设置在二极管电桥4和接地之间，具有吸收开关噪声的功能。并且，二极管6经由限流电阻器7向控制IC的VH端子提供半波整流后的AC输入1。输入至VH端子的电流受到限流电阻器7的限制。
用于进行控制IC8的加热闩锁保护的热敏电阻器9连接至控制IC8的LAT端子。并且，经由由电容器10和电阻器11构成的噪声滤波器将感测电阻器12的电压输入至控制IC8的IS端子。控制IC8的VCC端子与电容器13的一端相连，并经由回流保护二极管14连接至变压器T的辅助绕组15。电容器13对进行PWM控制动作时提供给控制IC8的电源电压进行保持。并且，回流保护二极管14进行动作从而防止来自VCC端子的电 流回流至辅助绕组15。
变压器T的初级绕组16的一端连接至电容器5，且另一端连接至MOSFET17的漏极端子。并且，MOSFET17的源极端子经由感测电阻器12接地，且由感测电阻器12来检测流过MOSFET17的漏极电流Ids。即，在感测电阻器12中，MOSFET17的导通状态电流被转换为具有与导通状态电流成比例的大小的电压信号，且该电压信号经由噪声滤波器提供至控制IC8的IS端子。
变压器T的次级绕组18的一端连接至二极管19，并经由电容器20而接地。电容器20的电压通过光电耦合器21从次级侧传输至初级侧，作为与提供至负载25的输出电压相关的信息。即，光电耦合器21串联连接至分流调节器22，对输出电压进行分压的电阻器23和24的连接点连接至分流调节器22，且分流调节器22比较分压后的输出电压值和未示出的基准电压。其结果，次级侧输出电压相对于基准电压的误差信息被转换为电流信号，并通过该电流信号驱动光电耦合器21，从而将负载信息传输到初级侧。
在使用PWM控制用的控制IC8构成的开关电源器件中，通过控制MOSFET17的开关动作，将经整流的AC输入电压经由变压器T转换为预定DC电压。如上所述，在由IC电路构成的控制IC8中，输出至变压器T的次级侧上的负载25的负载信息经由分流调节器22和光电耦合器21反馈至控制IC8的FB端子，并对其进行检测。并且，在感测电阻器12中，将MOSFET17的漏极电流转换为电压，并由控制IC8的IS端子来检测该电压。通过对该FB端子电压和IS端子电压进行比较，并从OUT端子对MOSFET17的导通状态持续时间进行可变控制，从而能进行开关电源器件的PWM控制，因而能对提供至次级侧负载25的功率进行调节。
图6是表示相关的PWM控制用的控制IC的内部电路结构的框图。
启动时，启动电路（启动）31从VH端子向VCC端子提供电流，且当向回扫电源施加AC输入1时，电流在控制IC8中从VH端子通过启动电路31流向VCC端子。因此，对外部连接至VCC端子的电容器13进行充电，使其电压值上升。
低电压故障防止电路（UVLO）32连接至VCC端子和基准电源V1。在低电压故障防止电路32中，若VCC端子的电压值上升到基准电源V1以上，则低电压故障防止电路32中的输出即UVLO信号变为L（低）电平，并启动内部电源（5VReg.）33，向控制IC8中的各个电路进行供电，相反，若VCC端子电压较低，则该UVLO信号为H（高）电平，停止控制IC8的动作。
振荡器（OSC）34连接至FB端子，并内置有频率调制功能，从而减少由MOSFET17的开关动作所产生的EMI（电磁干扰）噪声。振荡器34基于控制IC8决定MOSFET17的开关频率，并具有上述频率调制功能以外的功能：即，在轻负载下降低振荡频率，并输出振荡信号（最大占空比信号）Dmax。振荡信号Dmax是每一个周期中在较长时间内为H电平且会变为较短时间的L电平的信号，该周期是开关电源的开关周期，且该周期与该周期期间处于H电平的时间的比值给出开关电源的最大时间比值（最大占空比）。此外，斜率补偿电路35连接至IS端子，并包括后述的防止子谐波振荡的功能。
FB比较器36与FB端子以及基准电源V2相连。当FB端子的电压低于基准电源V2时，确定为输出电压过高，且从FB比较器36向下一级的单触发电路37输出清除信号CLR，由此停止开关动作。单触发电路37由振荡器34的振荡信号Dmax的上升来触发，并对下一级的RS触发器38产生置位脉冲。并且，在输入H电平的清除信号CLR时，单触发电路37不向RS触发器38输出置位脉冲。
该RS触发器38与OR门（或门）39和AND门（与门）40一同形成PWM信号。即，在OR门39中产生消隐信号，该消隐信号是所输入的单触发电路37与RS触发器38的输出信号这两个输出信号的和（OR）信号。基本上，该消隐信号形成该PWM信号，而且，在AND门40中，基于振荡器34的振荡信号Dmax来进一步确定该PWM信号的最大占空比。
从低电压故障防止电路32输出的UVLO信号经由OR门41被提供至驱动电路（OUTPUT）42，并且通过从驱动电路42经由OUT端子输出的开关信号Sout来对MOSFET17的栅极进行开关控制。即，当VCC端子的电压较低且UVLO信号处于H电平时，驱动电路42的输出被截止（输出使MOSFET17截止的信号）。相反，当VCC端子电压较高且UVLO信号处于L电平时，驱动电路42根据AND门40的输出信号来对MOSFET17的栅极进行开关控制。
电平移动（Level Shift）电路43具有将FB端子的电压电平移动至可被输入至IS比较器44的电压范围内的功能，且该电平移动（Level Shift）电路43的输出信号被提供至IS比较器44的反相输入端子（-）。斜率补偿电路35的输出信号被提供至IS比较器44的非反相输入端子（+）。电源电压Vcc经由电阻器R0连接至FB端子，且电阻器R0是构成光电耦合器21的光电晶体管的负载电阻。因此，通过根据电阻R0从电源电压Vcc下降的电压降来检测与开关电源器件相连的负载25的大小。
在IS比较器44中对经斜率补偿的IS端子电压和经电平移动的FB端子电压进行比较，由此来确定使MOSFET17截止的时刻。此外，确定MOSFET17的过电流保护电平的OCP（过电流保护）比较器45连接至控制IC8的IS端子。OCP比较器45的非反相输入端子（+）与IS端子相连，反相输入端子（-）与基准电源V3相连，OCP比较器45确定MOSFET17 的过电流保护电平。另外，来自IS比较器44的截止状态信号和来自OCP比较器45的截止状态信号均经由OR门46被提供至RS触发器38的复位端子。
来自电流源47的电流经由LAT端子被提供至热敏电阻器9。LAT比较器48连接至LAT端子和基准电源V4，当检测到LAT端子的电压（即，热敏电阻器9的电压）已经降低至基准电源V4的电压或更低时，确定为这是加热条件，且向锁存电路49输出置位信号。锁存电路49接收LAT比较器48的置位信号，并向OR门41和OR门51输出H电平的锁存信号Latch。因此，驱动电路42和启动电路31被关闭。此外，低电压故障防止电路32的UVLO信号被提供至锁存电路49的复位端子，且当VCC端子的电位降低时，解除锁存状态。
当内部电源33启动，且向内部电路供电时，经由电阻器R0和FB端子向构成光电耦合器21的光电晶体管施加电压，FB端子的电压上升。当FB端子的电压信号上升到恒定电压值以上时，从振荡器34输出振荡信号Dmax，并从单触发电路37向RS触发器38输出置位脉冲，其中，该RS触发器38由振荡信号Dmax的上升来触发。置位脉冲与RS触发器38的输出信号一起被输入到OR门39，产生上述的消隐信号。进一步，该信号作为PWM信号通过AND门40和驱动电路42从OUT端子输出至MOSFET17的栅极端子，成为开关信号Sout并驱动MOSFET17。因此，在振荡信号Dmax的上升时，使MOSFET17导通。对RS触发器38的输出信号和来自单触发电路37的置位脉冲进行求和（OR）是为了以下目的：即，即使由于某些原因RS触发器38一直处于复位的状态，MOSFET17也会在来自单触发电路37的置位脉冲期间导通。由于当MOSFET17导通时漏极电流Ids会流过感测电阻器12，因此控制IC8的IS端子的电压上升。
此外，若控制IC8的经斜率补偿的IS端子的电压达到经电平移动电路 43进行电平移动后的FB端子电压，则从IS比较器44经由OR门46向RS触发器38输出复位信号。通过使RS触发器38重置，OR门39的输出变为L电平（在正常动作中，来自单触发电路37的置位脉冲在该时刻为L电平），且由于AND门40的输出响应于此也变为L电平，因此开关信号Sout使MOSFET17截止。
此外，即使在与开关电源器件相连的负载25极大、反馈至控制IC8的FB端子的电压值处于（高电压侧）的控制范围以外的情况下，也能通过利用OCP比较器45对IS端子的电压值与恒定基准电压值V3进行比较，从而在IS端子的电压值在基准电压值V3以上时，使MOSFET17截止。
在由IS比较器44对电平移动后的FB端子电压与IS端子电压进行比较之前，由斜率补偿电路35对IS端子的电压执行斜率补偿，该斜率补偿中加入了与MOSFET17的导通状态期间成比例的斜率补偿电压。通常，若MOSFET17在稳态下动作，则开关周期的开始与结束时流过MOSFET17的电流大小一致。然而，当MOSFET17的占空比（导通状态时间比率＝导通状态时间期间/开关周期）变得过长时，电流大小无法一致，流过MOSFET17的电流的状态根据每个开关周期而产生波动。已知这种低频下的振荡为次谐波振荡，并且产生该次谐波振荡需要一定条件。能通过进行在IS端子电压上叠加单调递增信号的斜率补偿来防止条件成立，从而防止次谐波振荡（参照专利文献1）。
图7是表示现有的斜率补偿电路的一个示例的电路图，而图8是表示由图7的斜率补偿电路所产生的斜率补偿信号的时序图。
以下，基于图8所示的时序图，对斜率补偿电路35中的斜率补偿动作进行描述。
图7中，IS端子的电压信号输入至输入端子35a，振荡器34的振荡信 号Dmax输入至输入端子35b。各个串联连接的p沟道晶体管M1和n沟道晶体管M2的栅极端子经由逆变器351与输入端子35b相连。串联连接的晶体管M1和M2中，M1的源极端子与电流源电路I1相连，M2的源极端子接地，公共连接的漏极端子与PNP晶体管T1的基极相连。此外，晶体管M1和M2的连接点与电容器C1的一端相连，电容器C1的另一端接地。
PNP晶体管T1的发射极与NPN晶体管T2的基极以及电流源电路I2相连，PNP晶体管T1的集电极接地。NPN晶体管T2的集电极与电源VCC相连，NPN晶体管T2的发射极经由串联连接的电阻器R1和R2以及输入端子35a连接至IS端子。此外，电阻器R1和R2的连接点与输出端子35c相连。
在上述结构的斜率补偿电路35中，来自振荡器34的振荡信号Dmax提供至输入端子35b，当振荡信号Dmax为H电平时，晶体管M1导通，晶体管M2截止，并由来自电流源电路I1的电流对电容器C1充电。该单调递增的积分电压施加给PNP晶体管T1的基极，图8中作为一种持续上升的电压信号Sa来示出。利用分别由PNP晶体管T1和NPN晶体管T2所构成的两个发射极跟随器来对电压信号Sa进行电平移动（电平移动量＝（PNP晶体管T1的基极-发射极电压）-（NPN晶体管T2的基极-发射极电压）≈0），并在NPN晶体管T2的发射极中产生与电压信号Sa相同电平的电压。此外，如图8中的虚线所示，IS端子的电压信号也从MOSFET17导通的时刻t1起持续上升。电压信号的倾斜取决于图5所示的变压器T的初级绕组16的电感值以及来自AC输入1的输入电压（电容器5的电压值）。可以假设电容器5的电压值在一个开关周期内恒定。
这里，振荡信号Dmax的上升与MOSFET17的导通同时发生，因此，若分别设电阻器R1和R2的电阻值为R1和R2，则电压信号Sa的波形以分压比（R1/R1+R2））相加到IS端子的电压信号，并从输出端子35c输出。 IS比较器44将输出端子35c的电压波形与来自图6所示的FB端子、且由电平移动电路43进行了电平移动的反馈电压波形进行比较，当输出端子35c的电压上升到电平移动后的反馈电压以上时，IS比较器44的输出变为H电平。该信号经由OR门46使RS触发器38复位，并且由于RS触发器的输出Q变为L电平，驱动电路42使MOSFET17截止。
在振荡信号Dmax变为L电平的时刻t2，晶体管M2导通，电容器C1的电荷迅速释放。因此，斜率补偿电路35的输出电压（输出端子35c的电压）变为0，在MOSFET17下一次导通时，再次从0电位开始进行电压相加，并对开关电源器件进行PWM控制。
图9是表示现有的包括频率调制功能的振荡器的一个示例的电路图。
图9所示的现有的振荡器34包括：使恒定电流流过的电流源电路I3和I4；经由电流源电路I3与电源VCC相连的p沟道晶体管M3；与晶体管M3串联连接、并经由电流源电路I4接地的n沟道晶体管M4；一端与晶体管M3和M4的连接点相连、且另一端接地的定时电容器C2；对定时电容器C2的电压信号Sb分别设定充电电压上限值和放电电压下限值的比较器341和342；后述的频率调制用的调制期间设定电路343；AND门344，该AND门344输入有调制期间设定电路343的输出信号Sc以及比较器341的输出信号；以互补方式使晶体管M3和M4导通和截止的RS触发器345；以及逆变器346。若根据FB端子的反馈信号确定为轻负载状态，则振荡器34通过减小电流源电路I3和I4的电流值来起到降低开关频率的作用，但有关本发明的说明，认为电流是恒定的。
第一基准电压V5输入至比较器341的反相输入端子（-），第二基准电压V6输入至比较器342的非反相输入端子(+)。第一基准电压V5和第二基准电压V6分别对定时电容器C2的电压信号Sb规定充电电压上限值和放电电压下限值，且具有V5＞V6的关系。比较器342的输出端子与RS触 发器345的置位端子S相连，比较器341的输出端子经由AND门344与RS触发器345的复位端子R相连。RS触发器的Q输出（从输出端子Q输出的信号设为Q输出）从RS触发器345被提供至振荡器34的输出端子34a，作为振荡信号Dmax输出，并经由逆变器346与各个晶体管M3和M4的栅极相连。
现在，假设比较器341的输出端子与RS触发器345的复位端子R直接相连，且振荡器34不具有频率调制用的调制期间设定功能。在该情况下，若在利用来自电流源电路I3的电流对定时电容器C2进行充电的时刻，定时电容器C2的电压信号Sb达到输入至比较器341的反相输入端子的第一基准电压V5，则触发器345立即复位，且晶体管M3和M4的导通与截止状态发生反转。因此，定时电容器C2由电流源电路I4的电流进行放电，且当电压信号Sb达到输入至比较器342的非反相输入端子的第二基准电压V6时，触发器345立即置位，且晶体管M3和M4的导通与截止状态再次发生反转。由此，反复进行由电流源电路I3对定时电容器C2充电、再由电流源电流I4对定时电容器C2放电的动作。因此，后述图10所示的时刻t1到t4的长度由定时电容器C2的充电期间和放电期间的总期间（t2到t3的长度为0）来规定。因此，图5所示的MOSFET17的开关频率仅由定时电容器C2决定，而最大占空比仅由定时电容器C2的充电期间和放电期间规定。
与此相反，图9中的具备频率调制功能的振荡器34能够利用调制期间设定电路343在充电期间和放电期间之间设置时间长度根据各个周期产生波动的调制期间（空闲期间）。因此，振荡器34的振荡信号的周期、即开关电源的开关周期是充电期间、调制期间（空闲期间）与放电期间的总和。
调制期间设定电路343包括：使比较器341的输出信号反相的逆变器347；与电源Vcc相连的电流源电路I5；栅极端子与逆变器347的输出端子 相连、交替地导通和截止的p沟道晶体管M5和n沟道晶体管M6；设置空闲期间的计数器348；由计数器348的n位开关信号进行选择的p沟道晶体管M71、M72到M7n；以及分别与晶体管M71、M72到M7n串联连接的电容器C31、C32到C3n。
图10是表示振荡器各个部分的信号波形的时序图。
这里，对从振荡器34输出的图10所示的振荡信号Dmax的波形进行说明。
在图9所示的振荡器34中，虽然在时刻t2完成定时电容器C2的充电动作，但在时刻t2到t3之间设置了调制期间（空闲期间t2到t3），而不是在充电动作后紧接着开始放电。即，在调制期间设定电路343中，当完成定时电容器C2的充电动作时，电流源电路I5的电流开始通过所选择的晶体管M71、M72到M7n来对电容器C31、C32到C3n进行充电。在完成电容器C31、C32到C3n的充电的时刻t3（即，电容器C31、C32到C3n的充电电压即、电压Sc相对于AND门344的输入达到阈值电压的时刻），开始定时电容器C2的放电动作。在调制期间设定电路343中，通过打开或关闭p沟道晶体管M71、M72到M7n的开关，能够改变电容器C31、C32到C3n的电容值，因而电容器C31、C32到C3n的充电期间的长度、即调制期间（空闲期间t2到t3）改变。由此，振荡器34能够利用调制期间设定电路343在振荡器34的振荡信号Dmx的频率固定期间（t1到t2、t3到t4）之间设置调制期间（空闲期间t2到t3）。
由此，具备频率调制功能的振荡器34的调制方法能够通过对定时电容器C2的空闲期间t2到t3进行调制来对振荡信号Dmax的频率进行调制。这是因为MOSFET17的开关周期由定时电容器C2的充电期间（t1到t2）、电容器C31、C32到C3n的充电期间（t2到t3）、以及定时电容器C2的放电期间（t3到t4）的总和来规定。由此，能够通过对定时电容器C2的空闲 期间进行调制来对开关信号Sout的开关频率进行调制。另外，电容器C31、C32到C3n的充电期间与连接至电流源电路I5的电容器的总电容值成反比，并且连接哪个电容器由p沟道晶体管M71、M72到M7n来决定，该p沟道晶体管M71、M72到M7n的导通或截止取决于计数器348的计数值，该计数器348的值随着振荡信号Dmax的每个周期（每个开关周期）减小或增加（参照专利文献2）。
关于开关周期的调制方法，除了上述内容以外，还提出了多种方法。
在上述控制IC8中，由OCP比较器45来执行电平限制，使得流过MOSFET17的漏极电流Ids不会上升到恒定电流以上。已经基于示出IC8的内部电路结构的图6对此进行了说明。
图11是表示输入电压改变时的过电流保护电平的变化的图。
在MOSFET17处于导通状态时流过的漏极电流Ids的大小达到过电流检测电平后，MOSFET17截止，但如图11（A）所示，在漏极电流Ids被实际切断前，需要一定的延迟时间τ。延迟时间τ的长度由电流检测端子噪音滤波器、控制IC8内的电路延迟因素、以及MOSFET17本身的开关动作的延迟时间等来规定。另外，如图11(B)所示，当来自AC输入1的输入电压较高时，MOSFET17导通时流过变压器T的初级绕组16的电流的倾斜增加。虽然倾斜的角度也取决于初级绕组16的电感值，但如图11(A)所示，当输入电压较低时，倾斜较缓，而当输入电压较高时，倾斜较陡。
然而，如图6所示，根据基准电源V3，将OCP比较器45中的过电流检测电压设定为恒定值。因此，延迟时间τ内流过的电感电流（＝Ids）持续上升，而对于MOSFET17实际截止时的电流限制值，来自AC输入1的输入电压越高，则执行过电流保护动作时的峰值电流的值越大。通常，对于负载25设定的电流限制值根据输入电压较低时的过电流检测电平来决定，当输入电压较高时，会流过比设计者所期望的过电流检测电平要高的 电流。因此，在进行PWM控制的现有的回扫电源中，需要提高MOSFET17、变压器T等的额定电流，这会导致电源器件的成本和尺寸的增加。
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发明内容
技术问题
针对上述现象，在专利文献3的电源器件的发明中采用了如下这种方案。根据专利文献3，通过将振荡器的三角波电平移动为过电流保护基准电压的电平，从而对检测电平设置倾斜，使得在MOSFET Q1的导通状态期间增加的低输入电压时，过电流保护基准电压增加，而在MOSFET Q1的导通状态期间减小的高输入电压时，过电流保护基准电压减小。图12是表示过电流检测电平根据输入电压的大小进行变化的状态的图。如图所示，通过持续根据输入电压的大小来改变过电流检测电平，能够获得针对MOSFET Q1的恒定过电流保护峰值电流值（图中表示为电流限制），而与输入电压的大小无关。
即，专利文献3的技术是基于与后述的本发明类似的想法，但其所示的实施例仅示出由从振荡器（振荡器10）接收电压信号（锯齿信号：Saw Signal）的过电流保护电路（功率限制器60）来执行过电流限制。
然而，根据专利文献3的方案，其无法应用于具有上述空闲期间的振荡器。这是因为，在对如图9所示具备频率调制功能的振荡器34应用专利文献3的方法时，过电流保护基准电压（OCP比较器45的基准电源V3）会在空闲期间（调制期间）成为恒定。
图13是说明在对具备频率调制功能的图9的振荡器应用专利文献3的方法时的过电流保护动作的时序图。如图13所示，若在时刻t2和t5过了频率固定期间，并开始频率调制期间（t3到t4、t5到t6），则无法利用与专利文献3的电压信号VSAW相应的电压信号Sb来对过电流保护基准电压的电平进行校正。因此，此时无法对来自AC输入1的输入电压所引起的MOSFET17的过电流保护的峰值电流波动进行校正。
作为其它发明，在表示为专利文献4的实施方式2的斩波调节器中，利用电阻器49来检测输入电流（过电流），若两个输入电压的差达到Vc，比较器63则使输出反相。
这里，分压电路66用于检测输入电压，并通过分压电路66的输出来减小分压比，以防止流过晶体管67的基极电流Ib饱和。调节电阻器65中流过的电流等于晶体管67的基极电流Ib的hfe倍，因此，当输入电压增大时，调节电阻器65的压降等量地增大。此外，由于向比较器63输入的电压是电流检测电阻器49的压降与调节电阻器65的压降的总和，因此，即使流过电流检测电阻器49的电流相同，但输入电压越高，比较器63的两个输入电压之间的差也越高。即，输入电压越高，则能越早判断有过电流流过（参照专利文献4的图4）。
然而，该方法中，输入电压按原样施加到比较器63的非反相输入端子(+)，因此，在从对交流电源进行整流的输入电源获得输入电压时，会产生如下问题，即，其电压值过高，无法按原样将输入电压输入到比较器。此外，在利用集成电路制造电源控制电路时，比较器63的输入端子是必须的，且集成电路的两个附加外部端子也是必须的。在制造集成电路时，所需的端子数量常常会是一个大问题。而且，由于电阻器49的电阻值通常优选为较小的值，因此存在如下问题，即，输入至比较器63的反相输入端子(-)的电压也是较高的电压（参照专利文献4的图4）。
为了解决上述问题，考虑如图5中使用的感测电阻器12那样，在开关MOSFET17与接地电位（GND）之间设置电流检测电阻器。然而，为了应用专利文献4的发明，控制电路中需要负电源。通常，并不优选准备负电源，因为电路规模会变大。
本发明是鉴于上述内容而完成的，其目的在于提供一种开关电源器件控制电路和开关电源，即使在使用振荡波形中具有调制期间（空闲期间）的振荡器时，也能对流过开关元件的过电流的峰值电流的波动进行校正。
问题的解决方案
为了解决上述问题，本发明提供一种回扫型开关电源器件的控制电路，该回扫型开关电源器件通过使开关元件导通和截止从而将AC输入的电压转换为预定的直流电压，并提供给负载。该开关电源器件控制电路包括：电流检测电路，该电流检测电路与所述开关元件相连，并将开关元件的电流转换成电压信号；过电流保护电路，该过电流保护电路基于由电流检测电路转换而成的电流信号来检测对于负载的过电流；电压校正电路，该电压校正电路响应于AC输入的电压变化来校正对于过电流保护电路的基准电压信号；振荡电路，该振荡电路具有能调制对于开关元件的开关频率的频率调制功能；以及斜率补偿电路，该斜率补偿电路产生斜率补偿信号，该斜率补偿信号与包括由振荡电路所设定的频率调制期间的开关频率的导通状态期间成比例地单调递增。
在该开关电源器件中，电压校正电路根据斜率补偿信号对基准电压信号进行校正。
此外，根据本发明，还提供一种回扫型开关电源，该回扫型开关电源通过使开关元件导通和截止从而将AC输入的电压转换成预定的直流电压，并向负载提供该电压。该开关电源包括：电流检测电路，该电流检测电路与开关元件相连，并将开关元件的电流转换成电压信号；过电流保护电路，该过电流保护电路基于由电流检测电路转换而成的电流信号来检测对于负载的过电流；电压校正电路，该电压校正电路响应于AC输入的电压变化来校正对于过电流保护电路的基准电压信号；振荡电路，该振荡电路具有能调制对于开关元件的开关频率的频率调制功能；以及斜率补偿电路，该斜率补偿电路产生斜率补偿信号，该斜率补偿信号与包括由振荡电路所设定的频率调制期间的开关频率的导通状态期间成比例地单调递增。
在该开关电源中，电压校正电路根据斜率补偿信号对基准电压信号进行校正。
本发明的有益效果
根据本发明，能够实现如下功能：即使在使用振荡波形中具有调制期间（空闲期间）的振荡器的情况下，也能调节过电流保护电平，而无需增加电路规模。
因此，能够在对电源电路（回扫）进行控制并具有利用用于降低EMI噪声的调制期间（空闲期间）来调制频率的功能的IC中，能在相同的过电流电平上使MOSFET截止，而与输入电压无关。
另外，通过在相同过电流电平上使开关截止，能够消除开关、电感器以及变压器的额定电流中的不必要的余量，因而能实现电源器件的成本和尺寸的降低。
通过代表作为本发明的示例的优选实施例的附图、以及通过下文的相关描述，本发明上述和其他目的、特性、以及优点将变得清楚。
附图说明
图1是表示实施方式所涉及的开关电源控制电路的结构的框图。
图2是表示图1的控制电路中的斜率补偿电路的电路图。
图3是表示图1的控制电路中的过电流电平设定电路的电路图。
图4是对图3的过电流电平设定电路的校正动作进行说明的时序图。
图5是表示使用PWM控制用的集成电路（IC）的回扫电源的电路结构的图。
图6是表示相关的PWM控制用的控制IC的内部电路结构的框图。
图7是表示现有的斜率补偿电路的一个示例的电路图。
图8是表示由图7的斜率补偿电路所产生的斜率补偿信号的时序图。
图9是表示现有的包括频率调制功能的振荡器的一个示例的电路图。
图10是表示振荡器各个部分的信号波形的时序图。
图11是表示输入电压改变时的过电流保护电平的变化的图。
图12是表示过电流检测电平根据输入电压的大小进行变化的状态的图。
图13是说明在对具备频率调制功能的图9的振荡器应用专利文献3的方法时的过电流保护动作的时序图。
具体实施方式
以下，参照附图，对本发明的实施方式进行说明。图1是表示实施方式所涉及的开关电源控制电路的结构的框图。
构成开关电源控制电路的控制IC8具有与之前图6所描述的相关PWM控制用的控制IC8基本相同的结构。控制IC8基于来自AC输入1 的电压来控制产生恒定输出电压的回扫电源（参照图5）。此外，图5中所示的用于对流过MOSFET17的电流的进行电压转换的电流检测用的感测电阻器12、对转换而成的电压信号进行检测的IS端子、以及对控制IC8中的过电流进行检测的OCP比较器45构成用于检测过电流的过电流保护电路。
对图1中与现有的开关电源控制电路不同的部分进行说明，对于与图6所示的现有的电路相当的部分赋予相同的附图标记，并省略其详细说明。控制IC8与现有的电路（图6）的不同点在于，过电流电平设定电路50与OCP比较器45的反相输入端子(-)相连，且在不使用基准电源V3的情况下确定MOSFET17的过电流保护电平。
首先，对控制IC8进行过电流保护时的动作进行说明。
MOSFET17导通，电流流过与MOSFET17相连的感测电阻器12，控制IC8的IS端子的电压上升。若控制IC8的IS端子的电压上升到控制IC8内的过电流保护电平电压以上，则过电流检测用的OCP比较器45的输出被反相，并为下一级RS触发器38产生复位信号。若RS触发器38被复位，则从OUT端子输出使MOSFET17截止的信号。由于单触发电路37的输出信号是短脉冲信号，且在产生过电流时通常处于L电平，因此OR门39的输出被RS触发器38的输出所固定。此外，通过对控制IC8的IS端子添加未图示的上升沿消隐电路等，从而能消除紧跟在MOSFET17导通后的输入噪音。
过电流电平设定电路50连接在斜率补偿电路35与OCP比较器45的反相输入端子(-)之间，并输出决定过电流保护电平的基准电压信号Sd。在过电流电平设定电路50中，在MOSFET17刚导通后，基准电压信号Sd持续上升，从而对以下现象进行校正：即，来自AC输入1的输入电压的电平越高，对MOSFET17进行过电流保护时的峰值电流变得越高。
图2是表示图1的控制电路中的斜率补偿电路的电路图。
除了包括用于输出斜率电压信号Sa的端子35d以外，斜率补偿电路35具有与图7所示的现有的斜率补偿电路35相同的结构。即，在斜率补偿电路35中，如与图7有关的说明那样，若从输入端子35b输入的振荡器34的振荡信号Dmax变为H电平，则由来自电流源电路I1的电流对电容器C1进行充电，并且产生单调递增的积分电压Sa。该单调递增的积分电压Sa作为斜率电压信号Sa从端子35d输出。
即，当执行开关动作的MOSFET17导通时，对电容器C1充电，产生单调递增的斜率电压信号Sa，并向过电流电平设定电路50输出该斜率电压信号Sa。因此，斜率电压信号Sa的梯度由电容器C1的电容值和来自电流源电路I1的电流（I1）的值来确定，且对于斜率电压，MOSFET17的开关的导通状态期间越长，电压值越是增加。
图3是表示图1的控制电路中的过电流电平设定电路的电路图。
过电流电平设定电路50包括输入端子50a，该输入端子50a输入有斜率电压信号Sa；以及输出端子50b，该输出端子50b输出基准电压信号Sd。过电流电平设定电路50由分别构成发射极跟随器电路的PNP晶体管T3和NPN晶体管T4、电流源电路I6和I7、构成电流镜电路的p沟道晶体管M8和M9、以及电阻器R3和R4构成。在过电流电平设定电路50中，在由PNP晶体管T3构成的发射极跟随器中的PNP晶体管T3的发射极端子上产生电压信号（斜率电压信号Sa+PNP晶体管T3的基极-发射极电压），并在由NPN晶体管T4所构成的发射极跟随器中的NPN晶体管T4的发射极端子上产生电压信号（斜率电压信号Sa+PNP晶体管T3的基极-发射极电压－NPN晶体管T4的基极-发射极电压≈斜率电压信号Sa）。这是为了向电阻器R3施加经过了阻抗转换的斜率电压信号Sa。
由于向电阻器R3施加经过了阻抗转换的斜率电压信号Sa，因此电阻器R3中流过与斜率电压信号Sa成比例的电流。该电流在由晶体管M8和M9所构成的电流镜电路中被复制，并且在电阻器R4（其电阻值也表示为R4）中流过将电流源电路I7（电流值也表示为I7）的基准电流相加到所复制的电流后的电流。即，由电阻器R4对将基准电流（I7）相加到与和斜率电压信号Sa成比例的电流后的电流进行电压转换，从而形成基准电压信号Sd。因此，从输出端子50b输出的确定过电流保护电平的基准电压信号Sd从非零的初始电压(=I7×R4)起持续增加（该增加由与斜率电压信号Sa成比例的电流流过电阻器R4而产生）。
如图1所示，将与斜率电压信号Sa成比例的电压、初始电压相加后得到的基准电压信号Sd被提供到OCP比较器45的反相输入端子(-)。因此，若控制IC8的IS端子的电压上升到基准电压信号Sd以上，则向RS触发器38输入复位信号。因此，能在OCP比较器45的输出信号反相的时刻使MOSFET17截止。
图4是对图3的过电流电平设定电路的校正动作进行说明的时序图。
如图4(B)和图4(C)所示，分别由振荡器34（图9）产生的电压信号Sb（梯形波信号）和振荡信号Dmax在时刻t4、时刻t7等时刻同时上升，如图4(A)所示，从驱动电路42向OUT端子输出H电平的开关信号Sout。因此，能使MOSFET17导通。
如图4(D)所示，通过与振荡信号Dmax上升的时刻t4和t7同步地、由电流源电路I1对电容器C1进行充电，从而在斜率补偿电路35中产生持续上升的斜率电压信号Sa。
在紧接着MOSFET17导通的时刻t4和t7，图4(E)所示的来自过电流电平设定电路50的基准电压信号Sd的值为Vd=I7×R4(V)，之后变成以 与I1/C1(V/s)成比例的梯度来上升的持续上升的电压信号。
如图4(B)所示，对于振荡器34中的电压信号Sb（梯形波信号），从充电期间结束且调制期间I和II开始的时刻t2和t5起，维持恒定电压值V5。因此，在调制期间I和II内，无法在振荡器34中也产生维持持续上升的梯度的信号。与此相反，如上所述，来自斜率补偿电路35的斜率电压信号Sa在振荡信号Dmax处于H电平期间具有持续上升的梯度。因此，基于斜率电压信号Sa所产生的过电流保护的基准电压信号Sd在整个调制期间I和II内也以持续上升的梯度增加。
在将开关电源的输出电压控制为恒定的情况下，来自AC输入1的输入电压越高，则开关信号Sout的导通状态期间越短，来自AC输入1的输入电压越低，则开关信号Sout的导通状态期间越长。因此，通过将与斜率电压信号Sa成比例的电压相加到恒定过电流基准电压（=I7×R4，相当于图6所示电路的基准电源V3的电压），从而在输入电压较低（导通状态期间较长）的过电流状态下，基准电压信号Sd的电压较高，而在输入电压较高（导通状态期间较短）的过电流状态下，基准电压信号Sd的电压较低，其中，该斜率电压信号Sa与开关信号Sout的导通状态期间成比例。
因此，通过过电流电平设定电路50的动作来对过电流基准电压进行输入电压校正，能够对执行过电流保护时在MOSFET17的峰值电流中产生的波动进行校正。
由此，根据本发明的开关电源器件，能够使具有利用调制期间（空闲期间）的频率调制功能的控制IC8具有如下优点，即，对执行过电流保护时的MOSFET17的峰值电流进行输入电压校正。
上述MOSFET17是作为开关元件的一个示例，也可以用例如IGBT（绝 缘栅双极晶体管）或双极型晶体管等器件来替代。
上文的描述简单地示出了本发明的原理。进一步地，对于本领域技术人员而言大量修改和改变是可能的，且本发明并不限于以上示出和描述出的准确的配置和应用，且根据所附权利要求及其等效物，所有的相应修改示例和等效物被视为落在本发明范围内。
附图标记列表
1 AC输入
2 变压器
3、5、10、13、20 电容器
4 二极管电桥
6、19 二极管
7 限流电阻器
8 控制IC
9 热敏电阻
11、23、24 电阻器
12 感测电阻器
14 回流保护二极管
15 辅助绕组
16 初级绕组
17 MOSFET
18 次级绕组
21 光电耦合器
22 分流调节器
25 负载
31 启动电路（Startup）
32 低电压故障防止电路（UVLO）
33 内部电源（5VReg.）
34 振荡器（OSC）
35 斜率补偿电路
36 FB比较器
37 单触发电路
38 RS触发器
39、41、46、51 OR门（或门）
40 AND门（与门）
42 驱动电路（OUTPUT）
43 电平移动电路（Level Shift）
44 IS比较器
45 OCP比较器
47 电流源
48 LAT比较器
49 锁存电路
50 过电流电平设定电路
Dmax 振荡信号
I1到I5 电流源电路
Sa 斜率电压信号
Sb、VSAW 电压信号
Sc 输出信号
Sd 基准电压信号
Sout 开关信号
T 变压器
V1到V6 基准电源
Vcc 电源电压

Claims (4)

1.一种开关电源器件控制电路，是一种回扫型开关电源器件的控制电路，该回扫型开关电源器件通过使开关元件导通和截止从而将AC输入的电压转换成预定的直流电压，并向负载提供该电压，其特征在于，包括：
电流检测电路，该电流检测电路与所述开关元件相连，并将所述开关元件的电流转换成电压信号；
过电流保护电路，该过电流保护电路基于由所述电流检测电路转换而成的电压信号来检测对于所述负载的过电流；
电压校正电路，该电压校正电路校正对于所述过电流保护电路的基准电压信号；
振荡电路，该振荡电路具有能调制对于所述开关元件的开关频率的频率调制功能；以及
斜率补偿电路，该斜率补偿电路产生斜率补偿信号，该斜率补偿信号与所述开关频率的导通状态期间成比例地单调递增，
其中，
所述开关频率的导通状态期间包括由所述振荡电路所设定的频率调制期间，所述AC输入的电压越高，所述开关频率的导通状态期间越短，所述AC输入的电压越低，所述开关频率的导通状态期间越长，
所述电压校正电路通过将与所述斜率补偿信号成比例的电压、和恒定电压相加，从而对所述基准电压信号进行校正。
2.如权利要求1所述的开关电源器件控制电路，其特征在于，所述振荡电路产生梯形波，并通过使该梯形波的电压为恒定的部分的时间长度改变，从而对所述开关频率进行调制。
3.一种开关电源，是一种回扫型开关电源，该回扫型开关电源通过使开关元件导通和截止从而将AC输入的电压转换成预定的直流电压，并向负载提供该电压，其特征在于，包括：
电流检测电路，该电流检测电路与所述开关元件相连，并将所述开关元件的电流转换成电压信号；
过电流保护电路，该过电流保护电路基于由所述电流检测电路转换而成的电压信号来检测对于所述负载的过电流；
电压校正电路，该电压校正电路校正对于所述过电流保护电路的基准电压信号；
振荡电路，该振荡电路具有能调制对于所述开关元件的开关频率的频率调制功能；以及
斜率补偿电路，该斜率补偿电路产生斜率补偿信号，该斜率补偿信号与所述开关频率的导通状态期间成比例地单调递增，
其中，
所述开关频率的导通状态期间包括由所述振荡电路所设定的频率调制期间，所述AC输入的电压越高，所述开关频率的导通状态期间越短，所述AC输入的电压越低，所述开关频率的导通状态期间越长，
所述电压校正电路通过将与所述斜率补偿信号成比例的电压、和恒定电压相加，从而对所述基准电压信号进行校正。
4.如权利要求3所述的开关电源，其特征在于，所述振荡电路产生梯形波，并通过使该梯形波的电压为恒定的部分的时间长度改变，从而对所述开关频率进行调制。
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