CN104283420B - 具压降补偿功能的电压转换控制器及电压转换电路 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种电压转换控制器及电压转换电路，包括一压降补偿电路用以补偿输出电压以及负载之间的压降。压降补偿电路包括转导器以及平方器。转导器输出补偿汲电流至输出电压的分压回授端，或输出补偿源电流至误差放大器的参考电压端。平方器的输入端耦接至误差放大器的输出端，平方器的输出端则耦接至转导器的输入端。

Description

具压降补偿功能的电压转换控制器及电压转换电路

【技术领域】

本发明关于一种电压转换控制器及电压转换电路，特别是一种具压降补偿功能的电压转换控制器及电压转换电路。

【背景技术】

请参考美国专利号US8,143,845。此习知技术所揭露的电压转换电路，是为一反驰式开关电压转换电路（flyback switching voltage converter circuit）的态样，并具有补偿功能，补偿充电电路中导线的寄生电阻所造成的压降，使负载的可充电电池所接收的充电电压，在充电电流变化时，依然能保持在系统规格的电压范围之内。电压转换电路利用其误差放大器的输出电压与充电电流具有正相关的特性，而以侦测误差放大器的输出电压的方式，来调变参考电压，进而改变输出电压用以部分补偿导线所造成的压降。另外，此习知技术更设计误差放大器为一具有有限放大增益（finite gain）的放大器，而造成回路直流增益（loop DC gain）的限制，使输出电压存在一稳态误差（steady-state error），来进一步补偿导线所造成的压降。然而此一设计方式，将造成电压转换电路的输出阻抗的表现不佳，而且电压转换电路在大量生产时，将发现补偿的特性将有较大的变异范围。

图1为先前技术的具有压降补偿功能的电压转换电路100的电路图。电压转换电路100是为一反驰式开关电压转换电路的态样，将转换输入端101的输入电压通过变压器102转换为输出电压于转换输出端103，其中变压器102包括一次线圈1021以及二次线圈1022。转换输出端103再通过导线110电性连接至负载120并提供负载电流111。导线110可以是充电线材，且负载120可以是一个可充电电池，意即电压转换电路100提供一充电的电压源并通过导线110导对负载120进行充电。然而由于导线110本身具有寄生电阻，当负载电流111流经导线110时将产生压降，因此在转换输出端103上的输出电压与负载120所接收的充电电压并不相同。然而由于硬体上的限制，在应用上往往并不能以负载120所接收的充电电压做为回授点，以对其进行调变而使其电压值相对精准。应用上通常是以转换输出端103作为回授点，如图1所示。因此，转换输出端103虽然能具有一个相对精准的电压，然而随着负载电流111的变化，以及导线110的长度、材质等不同而伴随其寄生电阻的变化，使得负载120所接收的充电电压将有一个较大的变异范围，甚至不能符合系统规格，例如界于额定电压值正负百分之五的范围。

然而由本领域的习知技术可知，在一个电流模式控制（current-mode control）的开关电压转换电路中，误差放大器的输出端电压与负载电流有正相关的关系。例如电压转换电路100即为一电流模式控制的开关电压转换电路，利用感流电阻104侦测功率开关105的通道导通时的电流大小，转换为电压讯号后再回授，并利用比较器131与误差放大器132的输出端电压进行比较，以控制功率开关105的通道截止时间点。通过一次分析可发现，电压转换电路100中，误差放大器132的输出端电压与负载电流111的开根号值成正比关系。因此，我们可以利用侦测误差放大器132的输出端电压，在得知负载电流111的变化后，对转换输出端103的电压进行调变，以维持负载120所接收的电压变动范围能符合系统规格的需求。

例如在电压转换电路100中，利用一转导器133，并将其输入端及输出端，分别耦接在误差放大器132的输出端以及转换输出端103的分压回授端106。其中，分压回授端106是由包括第一回授电阻107以及第二回授电阻108的分压电路形成。转导器133根据其输入端的电压大小，乘上一转导值后，形成一补偿汲电流（sink current）并耦接于分压回授端106上。因此，当负载电流111较大时，误差放大器132的输出端电压亦相对较高，转导器133即输出一较大的补偿汲电流于分压回授端106，因此造成转换输出端103的稳态电压将较高，并经过导线110较大的压降后，使得负载120所接收的电压仍能维持于其额定范围。反的，当负载电流111较小时，误差放大器132的输出端电压亦相对较低，转导器133输出一较小的补偿汲电流于分压回授端106，因此造成转换输出端103的稳态电压经过导线110较小的压降后，使负载120所接收的电压亦仍能维持于其额定范围。值得注意的是，比较器131、误差放大器132以及转导器133通常是整合于以半导体制程实现的积体电路态样的电压转换控制器130。

另外，由一次分析可发现，当转导器133的转导值Gm1符合下列的第(1)式时，转换输出端103能得到最佳的补偿效果，使得负载120所接收的电压能维持在一最小的变动范围：

$G_{m1}=\sqrt{\frac{L_P\·I_o}{2\mathrm{Vo}\·T_s}}\·\frac{V_{\mathrm{ref}}\·R_{\mathrm{cab}}}{\mathrm{Vo}\·R_s}\·(\frac{1}{R_a}+\frac{1}{R_b})......\left(1\right)$

其中Lp为一次线圈1021的等效电感值、Io为负载电流111的大小，Vref为参考电压134，是用以决定分压回授端106的稳态电压、Rcab为导线110的等效电阻值、Vo为转换输出端103在负载电流111为零时的输出电压、Ts为电压转换电路100进行脉宽调变（pulse-width modulation，PWM）的调变周期、Rs为感流电阻104的电阻值、Ra为第一回授电阻107的电阻值，Rb则为第二回授电阻108的电阻值。

然而由第(1)式可发现，此一达成最佳补偿效果的转导值Gm1，是与负载电流111的大小相关。然若以一固定转导值来实现转导器133，则将在不同负载电流111的大小之下，发生过补偿（over compensated）及/或欠补偿（under compensated）的情形，而使得负载120所接收的电压，其变动范围无法达到最佳化，甚至仍无法达到系统规格的要求。

【发明内容】

鉴于以上的问题，本发明提供一种电压转换控制器及电压转换电路，特别是一种具压降补偿功能的电压转换控制器及电压转换电路。

本发明提出一种电压转换控制器，应用于电压转换电路。电压转换电路操作其电路中的一功率开关，以将转换输入端的输入电压通过变压器转换为输出电压于转换输出端。转换输出端通过导线电性连接至负载并提供负载电流。变压器包括一次线圈以及二次线圈，一次线圈耦接至转换输入端，二次线圈耦接至转换输出端。当功率开关的通道导通时，一次线圈通过功率开关的通道耦接至接地端。电压转换控制器包括脉宽调变时脉、比较器、误差放大器以及压降补偿电路。

脉宽调变时脉具有一调变周期，用以控制功率开关的通道导通。比较器包括第一比较输入端、第二比较输入端以及输出端。比较器的输出端用以根据比较器的比较结果输出一控制讯号，以控制功率开关的通道截止。第一比较输入端用以接收代表功率开关的通道的电流大小的讯号。第二比较输入端用以接收一误差讯号。误差放大器包括参考输入端、回授输入端以及误差输出端。误差输出端用以输出误差讯号。参考输入端用以接收参考电压。回授输入端耦接至转换输出端。压降补偿电路包括转导器以及平方器。转导器输出补偿汲电流至回授输入端，或输出补偿源电流至参考输入端。平方器的输入端耦接至误差输出端。平方器的输出端则耦接至转导器的输入端。

本发明又提出一种电压转换电路，与前述的本发明提出的电压转换控制器所应用的电压转换电路，有相同的电路组成。

本发明的功效在于，本发明所揭露的电压转换控制器及电压转换电路，能以固定参数的压降补偿电路，针对由于负载电流造成电压转换电路的输出电压与负载实际接收电压之间的压降，进行最佳化的补偿。

有关本发明的特征、实作与功效，兹配合图式作最佳实施例详细说明如下。

【附图说明】

图1为先前技术的具有压降补偿功能的电压转换电路的电路图。

图2为本发明所揭露的具有压降补偿功能的电压转换电路的第一实施例的电路图。

图3为本发明所揭露的电压转换电路的第一实施例的波形图。

图4为本发明所揭露的具有压降补偿功能的电压转换电路的第二实施例的电路图。

图5为本发明所揭露的电压转换电路的步阶响应的波形图。

图6为本发明所揭露的具有压降补偿功能的电压转换电路的第三实施例的电路图。

主要组件符号说明：

100、200、400、600 电压转换电路 104、204 感流电阻

105、205 功率开关

101、201 转换输入端 106 分压回授端

102、202 变压器 107、207 第一回授电阻

1021、2021 一次线圈 108、208 第二回授电阻

1022、2022 二次线圈 110、210 导线

103、203 转换输出端 111、211 负载电流

120、220 负载 232 回授输入端

130、230、430、630 电压转换控制器 2323 误差输出端

234 脉宽调变时脉

131、231 比较器 235 平方器

132、232 误差放大器 236 压降补偿电路

133、233、633 转导器 301～303、501～503 波形

134 参考电压 440 回路补偿电路

2311 第一比较输入端 441 补偿电阻

2312 第二比较输入端 442 补偿电容

2313 输出端 610 参考电流

2321 参考输入端 620 参考电阻

【具体实施方式】

在说明书及权利要求书当中，「耦接」一词在此是包含任何直接及间接的电气连接手段。因此，若文中描述一第一装置耦接于一第二装置，则代表所述第一装置可直接电气连接于所述第二装置，或通过其他装置或连接手段间接地电气连接至所述第二装置。

图2为本发明所揭露的具有压降补偿功能的电压转换电路的第一实施例，即电压转换电路200的电路图。电压转换电路200操作其电路中的功率开关205，以将转换输入端201的输入电压通过变压器202转换为输出电压于转换输出端203。转换输出端203通过导线210电性连接至负载220并提供负载电流211。变压器202包括一次线圈2021以及二次线圈2022。一次线圈2021耦接至转换输入端201，二次线圈2022耦接至转换输出端203，且当功率开关205的通道导通时，一次线圈2021通过功率开关205的通道耦接至接地端。电压转换电路200并包括一电压转换控制器230。电压转换控制器230具有脉宽调变时脉234、比较器231、误差放大器232以及压降补偿电路236。

脉宽调变时脉234具有调变周期，用以控制功率开关205的通道导通。比较器231包括第一比较输入端2311、第二比较输入端2312以及输出端2313。比较器231的输出端2313用以根据比较器的比较结果输出一控制讯号，以控制功率开关205的通道截止。第一比较输入端2311用以接收代表功率开关205的通道的电流大小的讯号。第二比较输入端2312用以接收误差讯号。误差放大器232包括参考输入端2321、回授输入端2322以及误差输出端2323。误差输出端2323用以输出所述的误差讯号。参考输入端2321用以接收参考电压。回授输入端2322耦接至转换输出端203。

压降补偿电路236包括转导器233以及平方器235。转导器233输出一补偿汲电流至回授输入端2322，或输出一补偿源电流（source current）至参考输入端2321。平方器235的输入端耦接至误差输出端2323，平方器235的输出端则耦接至转导器233的输入端。

举例说明如下。在电压转换电路200处于稳态时，于每个脉宽调变周期的一开始，脉宽调变时脉234的正缘或是负缘可以通过设置（set）一组设置-重设型的栓锁器237（set-reset latch，SR latch），使栓锁器237的输出控制功率开关205的通道导通。此时一次线圈2021通过功率开关205的通道耦接至接地端，因此一次线圈2021上的电流，亦即功率开关205的通道导通时的通道电流线性地增加。在电压转换电路200的实施例中，是以一感流电阻204侦测功率开关205的通道导通时的通道电流，因此将感流电阻204的一端回授，并耦接于比较器231的第一比较输入端2311。比较器的第二比较输入端2312耦接于误差放大器232的误差输出端2323以接收误差讯号，当功率开关205的通道导通时的通道电流逐渐增加，并开始大于误差讯号，此时比较器231的输出转态，并重设（reset）栓锁器237，使栓锁器237的输出控制功率开关205的通道截止，直到下一脉宽调变时脉234的正缘或是负缘再一次地设置栓锁器237。

由上段叙述可知，假设误差输出端2323的误差电压为Vcom，感流电阻204侦测功率开关205的通道导通时的通道电流峰值（peak value）为Ipeak，且感流电阻204的电阻值为Rs，可得到如第(2)式所示：

V_com=I_peak·R_S……(2)

又根据能量守衡定理，假设因元件的非理想效应所造成能量损耗可被忽略，则在每个脉宽调变周期中，一次线圈2021在功率开关205的通道导通时所增加的能量，会在功率开关205的通道截止时传送至转换输出端203，亦即可得到如第(3)式所示：

$\frac{1}{2}{L}_P\·{I_{\mathrm{peak}}}^{\text{2}}\text{\·}\frac{1}{T_s}=V_o\·I_o......\left(3\right)$

其中Lp为一次线圈2021的等效电感值、Ts为脉宽调变周期、Vo为转换输出端203在负载电流211为零的输出电压、Io为负载电流211的大小。

从第(3)式可求得Ipeak的函数表示式，再代入第(2)式中，可以得到误差输出端2323的误差电压为Vcom的函数表示式如第(4)式所示：

$V_{\mathrm{COM}}=\sqrt{\frac{2\·\mathrm{Vo}\·I_o\·T_s}{L_P}}\·R_s......\left(4\right)$

亦即，误差放大器232的误差输出端2323的电压与负载电流211的开根号值成正比关系。利用第(4)式，再考虑导线210的压降随着负载电流211而线性增加的关系式，即可得到第(1)式的关系，而据以进行图1中的压降补偿设计。然而如前所述，图1所示的先前技术的设计，可能会有过补偿及/或欠补偿的缺点存在。

如图2所示，压降补偿电路236是以输出一补偿汲电流至回授输入端2322以对导线210所造成的压降进行补偿。其中电压转换电路200包括第一回授电阻207以及第二回授电阻208，第一回授电阻207耦接于转换输出端203以及回授输入端2322之间，第二回授电阻208耦接于回授输入端2322以及接地端之间。第一回授电阻207以及第二回授电阻208对转换输出端203进行分压并回授至回授输入端2322。

进一步说明，压降补偿电路236包含平方器235，平方器235的输出端的电压大小，是为其输入端的电压的平方。亦即误差输出端2323的误差电压Vcom是经过平方运算之后，再输入转导器233之中，以产生一耦接至回授输入端2322的汲电流。平方器235可以习知的乘法器电路实现，转导器233的电路实现方式亦为习知技术，两者皆由本领域具有通常知识者可轻易得的，在此不另赘述。再者，经过函数运算可以得知，配合平方器235，转导器233的转导值可设计为一定值，亦即可以不随负载电流211变化，即可以得到如第(1)式中的最佳的补偿效果。转导器233的最佳转导值Gm2函数如第(5)式所示：

$G_{m2}=\frac{L_P\·V_{\mathrm{ref}}\·R_{\mathrm{cab}}}{2V{o}^2\·T_S\·R_S}\·(\frac{1}{R_a}+\frac{1}{R_b})......\left(5\right)$

其中Ra为第一回授电阻207的电阻值，Rb则为第二回授电阻208的电阻值。

由第(5)式可发现，在电压转换电路200的一般应用之下，Gm2函式中的参数在电压转换电路200的操作过程中皆为固定值，亦即Gm2在一般应用的操作过程中亦可保持为一固定值，而能达到最佳的导线210的压降补偿效果。就系统厂而言，緃使在不同的系统应用或产品批次中因导线210的线材不同而使得Rcab有变化，系统设计者亦可轻易地通过改变Ra以及Rb的设计值，或是通过设定暂存器（register）而直接改变Gm2参数，即能以原来的电路硬体设计，仍使得Gm2依然达到最佳的压降补偿效果。另外除了Rcab之外，考虑到其他参数如Lp、Vo在不同的系统应用或产品批次中亦可能有所变化，本领域中具有通常知识者，应可在得知本发明所揭露的实施例之后，充分了解本发明的精神，而能通过上述说明在其设计中得到Gm2的最佳补偿值。

值得注意的是，在图2中虽然是以感流电阻204做为侦测功率开关205的通道导通时的通道电流，然而在其他的实施例的硬体中，可能并不存在感流电阻204，亦即功率开关205的通道是直接连接于一次线圈2021以及接地端之间，此时功率开关205的跨压直接回授至比较器231的第一比较输入端2311。因此，假设当所述功率开关205的通道导通时、第一比较输入端2311的电压为Vc且功率开关205的通道电流为Ic，则第(5)式可修正为如第(6)式所示：

$G_{m2}=\frac{L_P\·V_{\mathrm{ref}}\·R_{\mathrm{cab}}}{2V{o}^2\·T_S\·{V_C/I}_C}\·(\frac{1}{R_a}+\frac{1}{R_b})......\left(6\right)$

另外，电压转换控制器230可以是以半导体制程实现的一积体电路，用以节省硬体所需成本，并能缩小硬体尺寸。电压转换控制器230为积体电路的态样，是为本领域中具有通常知识者所习知，并已应用于多数的电压转换电路的设计中。

图3为本发明所揭露的电压转换电路200的波形图。波形301为负载电流211的波形，波形302为图1所示的习知技术的电压转换电路100的实施例中，负载120所接收的电压的对应波形，波形302则为图2所揭露的电压转换电路200的实施例中，负载220所接收的电压的对应波形。在图3中，负载所接收的稳态电压额定值为5伏特，且波形301以及波形302是具有涟波（ripple）的现象，此为开关电压转换电路所具有的特性，并非电路不稳定所导致。另外，波形302所对应的电压转换电路100，其转导器133是以一固定的转导值实现，因此会有过补偿及欠补偿的情形。

如图3所示，当负载电流211如波形301所示，在轻载以及重载间变换时，电压转换电路100的实施例中负载120所接收的电压如波形302所示，具有较大的稳态电压变动范围，而图2所揭露的电压转换电路200的实施例中，负载220所接收的电压则如波形303所示，具有较为一致的稳态电压值。例如在180毫秒的时间处，负载电流211为轻载，而波形302显示电压转换电路100的实施例中，负载120所接收的电压显然有一个较高的平均电压值，而波形303则显示电压转换电路200的实施例中，负载120所接收的平均电压接近5伏特。另外，在230毫秒的时间处，负载电流211为重载，波形303的平均电压仍较波形302接近5伏特。

图4为本发明所揭露的具有压降补偿功能的电压转换电路的第二实施例，即电压转换电路400的电路图。电压转换电路400包括了与图2所示的电压转换电路200的组成元件，另外也包括电压转换控制器430以及回路补偿电路440。电压转换电路400中各个组成元件的功能与特性，可参考电压转换电路200中相同标号的对应组成元件的相关说明。回路补偿电路440是由补偿电阻441以及补偿电容442串联组成，并耦接于误差输出端2323。电压转换电路400与电压转换电路200的不同处，在于电压转换电路400中，平方器235的输入端是电性连接至补偿电阻441以及补偿电容的连接端，而电压转换电路200中平方器235的输入端则是电性连接至误差输出端2323。与电压转换电路200相比较，电压转换电路400中回路补偿电路440以及平方器235的连接方式，能使电压转换电路400的回路具有较佳的相位余度（phase margin），亦即有较好的暂态响应（transient response）特性，而避免输出电压的波形具有太大的过冲（overshoot）、下冲（undershoot）及/或涟波（ripple）现象，而造成不符合系统规格需求的结果。

图5为本发明所揭露的电压转换电路的步阶响应（step response）的波形图。其中波形501为负载电流的步阶波形，波形502为电压转换电路200的输出电压的步阶响应波形，波形503为电压转换电路400的输出电压的步阶响应波形。如图5所示，负载电流在200毫秒的时间附近，以很短的时间由轻载转变为重载，此时电压转换电路200以及400的输出电压即分别反应进行暂态响应，并倾向回到最后的额定电压值，如图5中所定义的5伏特。由波形502以及503可发现，两者在暂态响应一开始的压降程度相当一致，然而在暂态响应的过程中，波形502具有较大的抖动现象，而波形503则以平滑的方式回归至其额定电压值，此即由于波形503所代表的电压转换电路400具有较大的相位余度。波形502在暂态响应所具有的抖动现象，在电压转换电路的应用中常常为系统设计者所不乐见，而且当电压转换电路中各个元件的参数因为温度、老化等等因素而有所变异时，此抖动的幅度可能变大，而进一步造成不符合电压范围的系统规格的情形。

图6为本发明所揭露的具有压降补偿功能的电压转换电路的第三实施例，即电压转换电路600的电路图。电压转换电路600包括了与图2所示的电压转换电路200中具有相同标号的组成元件，且更包括了电压转换控制器630、转导器633、参考电流610以及参考电阻620。电压转换电路600中各个组成元件的功能与特性，可参考电压转换电路200中相同标号的对应组成元件的相关说明。另外，转导器633输出一补偿源电流至参考输入端2321。参考电流610以及参考电阻620耦接于参考输入端2321，是用以在参考输入端2321产生前述的参考电压。

进一步说明如下，转导器633用以输出一补偿源电流，并流经参考电阻620用以在参考输入端2321调变参考电压。例如当负载电流变大时，转导器633即输出一较大的补偿源电流，参考输入端2321的电压变高，因此输出电压亦随的变高，用以补偿导线210上因较大的负载电流所造成的较大的压降，使负载所接收的电压能维持在系统规格的范围之内。至于转导器633的实现方式、参考电流610以及参考电阻620的设计值等等，此应为本领域具有通常知识者，在了解上述各实施例对于本发明所揭露的电压转换电路的说明后，能轻易推而得知，故在此不另赘述。

虽然本发明的实施例揭露如上所述，然并非用以限定本发明，任何熟习相关技艺者，在不脱离本发明的精神和范围内，举凡依本发明申请范围所述的形状、构造、特征及数量当可做些许的变更，因此本发明的专利保护范围须视本说明书所附的申请专利范围所界定者为准。

Claims (10)

1.一种电压转换控制器，应用于一电压转换电路，所述电压转换电路操作其电路中的一功率开关，以将一转换输入端的输入电压通过一变压器转换为一输出电压于一转换输出端，所述转换输出端通过一导线电性连接至一负载并提供一负载电流；所述变压器包括一一次线圈以及一二次线圈，所述一次线圈耦接至所述转换输入端，所述二次线圈耦接至所述转换输出端，当所述功率开关的通道导通时，所述一次线圈通过所述功率开关的通道耦接至接地端；其特征在于，所述电压转换控制器包含：

一脉宽调变时脉，具有一调变周期，用以控制所述功率开关的通道导通；

一比较器，包括一第一比较输入端、一第二比较输入端以及一输出端，所述比较器的输出端用以根据比较器的比较结果输出一控制讯号，以控制所述功率开关的通道截止，所述第一比较输入端用以接收代表所述功率开关的通道的电流大小的讯号，所述第二比较输入端用以接收一误差讯号；

一误差放大器，包括一参考输入端、一回授输入端以及一误差输出端，所述误差输出端用以输出所述误差讯号，所述参考输入端用以接收一参考电压，所述回授输入端耦接至所述转换输出端；以及

一压降补偿电路，包括一转导器以及一平方器，所述转导器输出一补偿汲电流至所述回授输入端，或输出一补偿源电流至所述参考输入端，所述平方器的输入端耦接至所述误差输出端，所述平方器的输出端则耦接至所述转导器的输入端，所述平方器经由所述误差输出端接收所述误差讯号且平方运算所述误差讯号后输出至所述转导器，所述转导器依据平方后的所述误差讯号以产生所述补偿汲电流。

2.根据权利要求1所述的电压转换控制器，其特征在于，其中更包含一回路补偿电路，是由一补偿电阻以及一补偿电容串联而成并耦接于所述误差输出端，且所述平方器的输入端是电性连接至所述补偿电阻以及所述补偿电容的连接端。

3.根据权利要求1所述的电压转换控制器，其特征在于，其中所述转导器输出一补偿汲电流至所述回授输入端，且所述电压转换电路包括一第一回授电阻以及一第二回授电阻，其中所述第一回授电阻耦接于所述转换输出端以及所述回授输入端之间，所述第二回授电阻耦接于所述回授输入端以及接地端之间，且所述转导器具有固定的一转导参数。

4.根据权利要求3所述的电压转换控制器，其特征在于，其中定义所述转导参数为Gm、所述一次线圈的等效电感值为Lp、所述参考电压为Vref、所述导线的等效电阻值为Rcab、当所述负载电流为零时所述输出电压为Vo、所述调变周期为Ts、且当所述功率开关的通道导通时、第一比较输入端的电压为Vc且所述功率开关的通道电流为Ic，则所述第一回授电阻的电阻值Ra以及所述第二回授电阻的电阻值Rb的设计取值是参考下列公式选取实际值：

$G_m=\frac{L_P\·V_{ref}\·R_{cab}}{2{\mathrm{Vo}}^2\·T_S\·V_C/I_C}\·(\frac{1}{R_a}+\frac{1}{R_b}).$

5.根据权利要求1至4中任一项所述的电压转换控制器，其特征在于，其中所述电压转换控制器是为以半导体制程实现的一积体电路。

6.一种电压转换电路，其特征在于，所述电压转换电路包含：

一转换输入端，具有一输入电压；

一转换输出端，具有一输出电压，通过一导线电性连接至一负载并提供一负载电流；

一变压器，包括一一次线圈以及一二次线圈，其中所述一次线圈耦接至所述转换输入端，所述二次线圈耦接至所述转换输出端；

一功率开关，当所述功率开关的通道导通时，所述一次线圈通过所述功率开关的通道耦接至接地端；

一脉宽调变时脉，具有一调变周期，用以控制所述功率开关的通道导通；

一比较器，包括一第一比较输入端、一第二比较输入端以及一输出端，所述比较器的输出端用以根据比较器的比较结果输出一控制讯号，以控制所述功率开关的通道截止，所述第一比较输入端用以接收代表所述功率开关的通道的电流大小的讯号，所述第二比较输入端用以接收一误差讯号；

一误差放大器，包括一参考输入端、一回授输入端以及一误差输出端，所述误差输出端用以输出所述误差讯号，所述参考输入端用以接收一参考电压，所述回授输入端耦接至所述转换输出端；以及

一压降补偿电路，包括一转导器以及一平方器，所述转导器输出一补偿汲电流至所述回授输入端，或输出一补偿源电流至所述参考输入端，所述平方器的输入端耦接至所述误差输出端，所述平方器的输出端则耦接至所述转导器的输入端，所述平方器经由所述误差输出端接收所述误差讯号且平方运算所述误差讯号后输出至所述转导器，所述转导器依据平方后的所述误差讯号以产生所述补偿汲电流。

7.据权利要求6所述的电压转换电路，其特征在于，其中更包含一回路补偿电路，是由一补偿电阻以及一补偿电容串联而成并耦接于所述误差输出端，且所述平方器的输入端电性连接至所述补偿电阻以及所述补偿电容的连接端。

8.据权利要求6所述的电压转换电路，其特征在于，其中所述转导器输出一补偿汲电流至所述回授输入端，且所述电压转换电路包括一第一回授电阻以及一第二回授电阻，其中所述第一回授电阻耦接于所述转换输出端以及所述回授输入端之间，所述第二回授电阻耦接于所述回授输入端以及接地端之间，且所述转导器具有固定的一转导参数。

9.据权利要求8所述的电压转换电路，其特征在于，其中定义所述转导参数为Gm、所述一次线圈的等效电感值为Lp、所述参考电压为Vref、所述导线的等效电阻值为Rcab、当所述负载电流为零时所述输出电压为Vo、所述调变周期为Ts、且当所述功率开关的通道导通时、第一比较输入端的电压为Vc且所述功率开关的通道电流为Ic，则所述第一回授电阻的电阻值Ra以及所述第二回授电阻的电阻值Rb的设计取值是参考下列公式选取实际值：

$G_m=\frac{L_P\·V_{ref}\·R_{cab}}{2{\mathrm{Vo}}^2\·T_S\·V_C/I_C}\·(\frac{1}{R_a}+\frac{1}{R_b}).$

10.据权利要求6至9中任一项所述的电压转换电路，其特征在于，其中所述比较器、误差放大器以及压降补偿电路是为以半导体制程实现的一积体电路。