TWI489760B - 具壓降補償功能之電壓轉換控制器及電壓轉換電路 - Google Patents

Description

具壓降補償功能之電壓轉換控制器及電壓轉換電路

本發明係關於一種電壓轉換控制器及電壓轉換電路，特別是一種具壓降補償功能之電壓轉換控制器及電壓轉換電路。

請參考美國專利號US8,143,845。此習知技術所揭露之電壓轉換電路，係為一反馳式開關電壓轉換電路(flyback switching voltage converter circuit)之態樣，並具有補償功能，係補償充電電路中導線之寄生電阻所造成的壓降，使負載之可充電電池所接收之充電電壓，在充電電流變化時，依然能保持在系統規格的電壓範圍之內。電壓轉換電路利用其誤差放大器之輸出電壓與充電電流具有正相關的特性，而以偵測誤差放大器之輸出電壓的方式，來調變參考電壓，進而改變輸出電壓用以部分補償導線所造成之壓降。另外，此習知技術更設計誤差放大器為一具有有限放大增益(finite gain)之放大器，而造成迴路直流增益(loop DC gain)的限制，使輸出電壓存在一穩態誤差(steady-state error)，來進一步補償導線所造成之壓降。然而此一設計方式，將造成電壓轉換電路之輸出阻抗的表現不佳，而且電壓轉換電路在大量生產時，將發現補償的特性將有較大的變異範圍。

第1圖為先前技術之具有壓降補償功能之電壓轉換電路100之電路圖。電壓轉換電路100係為一反馳式開關電壓轉換電路之態樣，將 轉換輸入端101之輸入電壓經由變壓器102轉換為輸出電壓於轉換輸出端103，其中變壓器102包括一次線圈1021以及二次線圈1022。轉換輸出端103再經由導線110電性連接至負載120並提供負載電流111。導線110可以是充電線材，且負載120可以是一個可充電電池，意即電壓轉換電路100係提供一充電之電壓源並經由導線110導對負載120進行充電。然而由於導線110本身具有寄生電阻，當負載電流111流經導線110時將產生壓降，因此在轉換輸出端103上的輸出電壓與負載120所接收的充電電壓並不相同。然而由於硬體上的限制，在應用上往往並不能以負載120所接收的充電電壓做為回授點，以對其進行調變而使其電壓值相對精準。應用上通常是以轉換輸出端103作為回授點，如第1圖所示。因此，轉換輸出端103雖然能具有一個相對精準的電壓，然而隨著負載電流111的變化，以及導線110之長度、材質等不同而伴隨其寄生電阻的變化，使得負載120所接收的充電電壓將有一個較大的變異範圍，甚至不能符合系統規格，例如界於額定電壓值正負百分之五的範圍。

然而由本領域之習知技術可知，在一個電流模式控制(current-mode control)的開關電壓轉換電路中，誤差放大器的輸出端電壓與負載電流有正相關的關係。例如電壓轉換電路100即為一電流模式控制之開關電壓轉換電路，係利用感流電阻104偵測功率開關105之通道導通時的電流大小，轉換為電壓訊號後再回授，並利用比較器131與誤差放大器132的輸出端電壓進行比較，以控制功率開關105之通道截止時間點。經由一次分析可發現，電壓轉換電路100中，誤差放大器132的輸出端電壓係與負載電流111的開根號值成正比關係。因此，我們可以利用偵測誤差放大 器132的輸出端電壓，在得知負載電流111的變化後，對轉換輸出端103的電壓進行調變，以維持負載120所接收的電壓變動範圍能符合系統規格的需求。

例如在電壓轉換電路100中，係利用一轉導器133，並將其輸入端及輸出端，分別耦接在誤差放大器132的輸出端以及轉換輸出端103的分壓回授端106。其中，分壓回授端106係由包括第一回授電阻107以及第二回授電阻108的分壓電路形成。轉導器133根據其輸入端的電壓大小，乘上一轉導值後，形成一補償汲電流(sink current)並耦接於分壓回授端106上。因此，當負載電流111較大時，誤差放大器132的輸出端電壓亦相對較高，轉導器133即輸出一較大之補償汲電流於分壓回授端106，因此造成轉換輸出端103之穩態電壓將較高，並經過導線110較大的壓降後，使得負載120所接收的電壓仍能維持於其額定範圍。反之，當負載電流111較小時，誤差放大器132的輸出端電壓亦相對較低，轉導器133輸出一較小之補償汲電流於分壓回授端106，因此造成轉換輸出端103之穩態電壓經過導線110較小的壓降後，使負載120所接收的電壓亦仍能維持於其額定範圍。值得注意的是，比較器131、誤差放大器132以及轉導器133通常係整合於以半導體製程實現之積體電路態樣之電壓轉換控制器130。

另外，由一次分析可發現，當轉導器133之轉導值Gm1符合下列之第(1)式時，轉換輸出端103能得到最佳的補償效果，使得負載120所接收的電壓能維持在一最小的變動範圍：

其中Lp為一次線圈1021之等效電感值、Io為負載電流111之大小，Vref為參考電壓134，係用以決定分壓回授端106之穩態電壓、Rcab為導線110之等效電阻值、Vo為轉換輸出端103在負載電流111為零時之輸出電壓、Ts為電壓轉換電路100進行脈寬調變(pulse-width modulation，PWM)之調變週期、Rs為感流電阻104之電阻值、Ra為第一回授電阻107之電阻值，Rb則為第二回授電阻108之電阻值。

然而由第(1)式可發現，此一達成最佳補償效果的轉導值Gm1，係與負載電流111的大小相關。然若以一固定轉導值來實現轉導器133，則將在不同負載電流111的大小之下，發生過補償(over compensated)及/或欠補償(under compensated)的情形，而使得負載120所接收的電壓，其變動範圍無法達到最佳化，甚至仍無法達到系統規格的要求。

鑒於以上的問題，本發明係提供一種電壓轉換控制器及電壓轉換電路，特別是一種具壓降補償功能之電壓轉換控制器及電壓轉換電路。

本發明提出一種電壓轉換控制器，係應用於電壓轉換電路。電壓轉換電路操作其電路中之一功率開關，以將轉換輸入端之輸入電壓經由變壓器轉換為輸出電壓於轉換輸出端。轉換輸出端經由導線電性連接至負載並提供負載電流。變壓器包括一次線圈以及二次線圈，一次線圈耦接至轉換輸入端，二次線圈耦接至轉換輸出端。當功率開關之通道導通時，一次線圈經由功率開關之通道耦接至接地端。電壓轉換控制器包括脈寬調變時脈、比較器、誤差放大器以及壓降補償電路。

脈寬調變時脈具有一調變週期，用以控制功率開關之通道導 通。比較器包括第一比較輸入端、第二比較輸入端以及輸出端。比較器之輸出端用以根據比較器之比較結果輸出一控制訊號，以控制功率開關之通道截止。第一比較輸入端用以接收代表功率開關之通道的電流大小之訊號。第二比較輸入端用以接收一誤差訊號。誤差放大器包括參考輸入端、回授輸入端以及誤差輸出端。誤差輸出端用以輸出誤差訊號。參考輸入端用以接收參考電壓。回授輸入端耦接至轉換輸出端。壓降補償電路包括轉導器以及平方器。轉導器輸出補償汲電流至回授輸入端，或輸出補償源電流至參考輸入端。平方器之輸入端耦接至誤差輸出端。平方器之輸出端則耦接至轉導器之輸入端。

本發明又提出一種電壓轉換電路，與前述之本發明提出之電壓轉換控制器所應用之電壓轉換電路，有相同的電路組成。

本發明的功效在於，本發明所揭露之電壓轉換控制器及電壓轉換電路，能以固定參數之壓降補償電路，針對由於負載電流造成電壓轉換電路之輸出電壓與負載實際接收電壓之間的壓降，進行最佳化的補償。

有關本發明的特徵、實作與功效，茲配合圖式作最佳實施例詳細說明如下。

100、200、400、600‧‧‧電壓轉換電路

101、201‧‧‧轉換輸入端

102、202‧‧‧變壓器

1021、2021‧‧‧一次線圈

1022、2022‧‧‧二次線圈

103、203‧‧‧轉換輸出端

104、204‧‧‧感流電阻

105、205‧‧‧功率開關

106‧‧‧分壓回授端

107、207‧‧‧第一回授電阻

108、208‧‧‧第二回授電阻

110、210‧‧‧導線

111、211‧‧‧負載電流

120、220‧‧‧負載

130、230、430、630‧‧‧電壓轉換控制器

131、231‧‧‧比較器

132、232‧‧‧誤差放大器

133、233、633‧‧‧轉導器

134‧‧‧參考電壓

2311‧‧‧第一比較輸入端

2312‧‧‧第二比較輸入端

2313‧‧‧輸出端

2321‧‧‧參考輸入端

2322‧‧‧回授輸入端

2323‧‧‧誤差輸出端

234‧‧‧脈寬調變時脈

235‧‧‧平方器

236‧‧‧壓降補償電路

301~303、501~503‧‧‧波形

440‧‧‧迴路補償電路

441‧‧‧補償電阻

442‧‧‧補償電容

610‧‧‧參考電流

620‧‧‧參考電阻

第1圖為先前技術之具有壓降補償功能之電壓轉換電路之電路圖。

第2圖為本發明所揭露之具有壓降補償功能之電壓轉換電路之第一實施例之電路圖。

第3圖為本發明所揭露之電壓轉換電路之第一實施例之波形圖。

第4圖為本發明所揭露之具有壓降補償功能之電壓轉換電路之第二實施例之電路圖。

第5圖為本發明所揭露之電壓轉換電路之步階響應之波形圖。

第6圖為本發明所揭露之具有壓降補償功能之電壓轉換電路之第三實施例之電路圖。

在說明書及後續的申請專利範圍當中，「耦接」一詞在此係包含任何直接及間接的電氣連接手段。因此，若文中描述一第一裝置耦接於一第二裝置，則代表第一裝置可直接電氣連接於第二裝置，或透過其他裝置或連接手段間接地電氣連接至第二裝置。

第2圖為本發明所揭露之具有壓降補償功能之電壓轉換電路之第一實施例，即電壓轉換電路200之電路圖。電壓轉換電路200操作其電路中之功率開關205，以將轉換輸入端201之輸入電壓經由變壓器202轉換為輸出電壓於轉換輸出端203。轉換輸出端203經由導線210電性連接至負載220並提供負載電流211。變壓器202包括一次線圈2021以及二次線圈2022。一次線圈2021耦接至轉換輸入端201，二次線圈2022耦接至轉換輸出端203，且當功率開關205之通道導通時，一次線圈2021經由功率開關205之通道耦接至接地端。電壓轉換電路200並包括一電壓轉換控制器230。電壓轉換控制器230具有脈寬調變時脈234、比較器231、誤差放大器232以及壓降補償電路236。

脈寬調變時脈234具有調變週期，用以控制功率開關205之通道導通。比較器231包括第一比較輸入端2311、第二比較輸入端2312以及輸出端2313。比較器231之輸出端2313用以根據比較器之比較結果輸出一控制訊號，以控制功率開關205之通道截止。第一比較輸入端2311用以接收代表功率開關205之通道的電流大小之訊號。第二比較輸入端2312用以接收誤差訊號。誤差放大器232包括參考輸入端2321、回授輸入端2322以及誤差輸出端2323。誤差輸出端2323用以輸出所述之誤差訊號。參考輸入端2321用以接收參考電壓。回授輸入端2322耦接至轉換輸出端203。

壓降補償電路236包括轉導器233以及平方器235。轉導器233輸出一補償汲電流至回授輸入端2322，或輸出一補償源電流(source current)至參考輸入端2321。平方器235之輸入端耦接至誤差輸出端2323，平方器235之輸出端則耦接至轉導器233之輸入端。

舉例說明如下。在電壓轉換電路200處於穩態時，於每個脈寬調變週期的一開始，脈寬調變時脈234的正緣或是負緣可以藉由設置(set)一組設置-重設型的栓鎖器237(set-reset latch，SR latch)，使栓鎖器237之輸出控制功率開關205之通道導通。此時一次線圈2021經由功率開關205之通道耦接至接地端，因此一次線圈2021上之電流，亦即功率開關205之通道導通時之通道電流線性地增加。在電壓轉換電路200的實施例中，係以一感流電阻204偵測功率開關205之通道導通時之通道電流，因此將感流電阻204之一端回授，並耦接於比較器231之第一比較輸入端2311。比較器之第二比較輸入端2312耦接於誤差放大器232之誤差輸出端2323以接收誤差訊號，當功率開關205之通道導通時之通道電流逐漸增加，並開始大於 誤差訊號，此時比較器231之輸出轉態，並重設(reset)栓鎖器237，使栓鎖器237之輸出控制功率開關205之通道截止，直到下一脈寬調變時脈234的正緣或是負緣再一次地設置栓鎖器237。

由上段敘述可知，假設誤差輸出端2323之誤差電壓為Vcom，感流電阻204偵測功率開關205之通道導通時之通道電流峰值(peak value)為Ipeak，且感流電阻204之電阻值為Rs，可得到如第(2)式所示：V _com =I _peak ．R _S ......(2)

又根據能量守衡定理，假設因元件的非理想效應所造成能量損耗可被忽略，則在每個脈寬調變週期中，一次線圈2021在功率開關205的通道導通時所增加的能量，會在功率開關205的通道截止時傳送至轉換輸出端203，亦即可得到如第(3)式所示：

其中Lp為一次線圈2021之等效電感值、Ts為脈寬調變週期、Vo為轉換輸出端203在負載電流211為零之輸出電壓、Io為負載電流211之大小。

從第(3)式可求得Ipeak的函數表示式，再代入第(2)式中，可以得到誤差輸出端2323之誤差電壓為Vcom的函數表示式如第(4)式所示：

亦即，誤差放大器232的誤差輸出端2323之電壓與負載電流211的開根號值成正比關係。利用第(4)式，再考慮導線210之壓降隨著 負載電流211而線性增加的關係式，即可得到第(1)式之關係，而據以進行第1圖中的壓降補償設計。然而如前所述，第1圖所示之先前技術之設計，可能會有過補償及/或欠補償的缺點存在。

如第2圖所示，壓降補償電路236係以輸出一補償汲電流至回授輸入端2322以對導線210所造成之壓降進行補償。其中電壓轉換電路200包括第一回授電阻207以及第二回授電阻208，第一回授電阻207耦接於轉換輸出端203以及回授輸入端2322之間，第二回授電阻208耦接於回授輸入端2322以及接地端之間。第一回授電阻207以及第二回授電阻208對轉換輸出端203進行分壓並回授至回授輸入端2322。

進一步說明，壓降補償電路236包含平方器235，平方器235之輸出端之電壓大小，係為其輸入端之電壓之平方。亦即誤差輸出端2323之誤差電壓Vcom係經過平方運算之後，再輸入轉導器233之中，以產生一耦接至回授輸入端2322之汲電流。平方器235可以習知之乘法器電路實現，轉導器233之電路實現方式亦為習知技術，兩者皆由本領域具有通常知識者可輕易得之，在此不另贅述。再者，經過函數運算可以得知，配合平方器235，轉導器233之轉導值可設計為一定值，亦即可以不隨負載電流211變化，即可以得到如第(1)式中的最佳的補償效果。轉導器233之最佳轉導值Gm2函數如第(5)式所示：

其中Ra為第一回授電阻207之電阻值，Rb則為第二回授電阻208之電阻值。

由第(5)式可發現，在電壓轉換電路200的一般應用之下， Gm2函式中的參數在電壓轉換電路200的操作過程中皆為固定值，亦即Gm2在一般應用的操作過程中亦可保持為一固定值，而能達到最佳的導線210之壓降補償效果。就系統廠而言，緃使在不同的系統應用或產品批次中因導線210之線材不同而使得Rcab有變化，系統設計者亦可輕易地藉由改變Ra以及Rb的設計值，或是藉由設定暫存器(register)而直接改變Gm2參數，即能以原來的電路硬體設計，仍使得Gm2依然達到最佳的壓降補償效果。另外除了Rcab之外，考慮到其他參數如Lp、Vo在不同的系統應用或產品批次中亦可能有所變化，本領域中具有通常知識者，應可在得知本發明所揭露的實施例之後，充分了解本發明之精神，而能藉由上述說明在其設計中得到Gm2之最佳補償值。

值得注意的是，在第2圖中雖然係以感流電阻204做為偵測功率開關205之通道導通時之通道電流，然而在其他的實施例之硬體中，可能並不存在感流電阻204，亦即功率開關205之通道係直接連接於一次線圈2021以及接地端之間，此時功率開關205之跨壓直接回授至比較器231之第一比較輸入端2311。因此，假設當該功率開關205之通道導通時、第一比較輸入端2311之電壓為Vc且功率開關205之通道電流為Ic，則第(5)式可修正為如第(6)式所示：

另外，電壓轉換控制器230可以是以半導體製程實現之一積體電路，用以節省硬體所需成本，並能縮小硬體尺寸。電壓轉換控制器230 為積體電路之態樣，係為本領域中具有通常知識者所習知，並已應用於多數的電壓轉換電路之設計中。

第3圖為本發明所揭露之電壓轉換電路200之波形圖。波形301為負載電流211之波形，波形302為第1圖所示之習知技術之電壓轉換電路100之實施例中，負載120所接收的電壓之對應波形，波形302則為第2圖所揭露之電壓轉換電路200之實施例中，負載220所接收的電壓之對應波形。在第3圖中，負載所接收的穩態電壓額定值為5伏特，且波形301以及波形302係具有漣波(ripple)之現象，此為開關電壓轉換電路所具有的特性，並非電路不穩定所導致。另外，波形302所對應之電壓轉換電路100，其轉導器133係以一固定之轉導值實現，因此會有過補償及欠補償的情形。

如第3圖所示，當負載電流211如波形301所示，在輕載以及重載間變換時，電壓轉換電路100之實施例中負載120所接收的電壓如波形302所示，具有較大的穩態電壓變動範圍，而第2圖所揭露之電壓轉換電路200之實施例中，負載220所接收的電壓則如波形303所示，具有較為一致的穩態電壓值。例如在180毫秒之時間處，負載電流211為輕載，而波形302顯示電壓轉換電路100之實施例中，負載120所接收的電壓顯然有一個較高的平均電壓值，而波形303則顯示電壓轉換電路200之實施例中，負載120所接收的平均電壓接近5伏特。另外，在230毫秒之時間處，負載電流211為重載，波形303之平均電壓仍較波形302接近5伏特。

第4圖為本發明所揭露之具有壓降補償功能之電壓轉換電路之第二實施例，即電壓轉換電路400之電路圖。電壓轉換電路400包括了 與第2圖所示之電壓轉換電路200之組成元件，另外也包括電壓轉換控制器430以及迴路補償電路440。電壓轉換電路400中各個組成元件的功能與特性，可參考電壓轉換電路200中相同標號之對應組成元件之相關說明。迴路補償電路440係由補償電阻441以及補償電容442串聯組成，並耦接於誤差輸出端2323。電壓轉換電路400與電壓轉換電路200之不同處，在於電壓轉換電路400中，平方器235之輸入端係電性連接至補償電阻441以及補償電容之連接端，而電壓轉換電路200中平方器235之輸入端則是電性連接至誤差輸出端2323。與電壓轉換電路200相比較，電壓轉換電路400中迴路補償電路440以及平方器235的連接方式，能使電壓轉換電路400之迴路具有較佳的相位餘度(phase margin)，亦即有較好的暫態響應(transient response)特性，而避免輸出電壓的波形具有太大的過沖(overshoot)、下沖(undershoot)及/或漣波(ripple)現象，而造成不符合系統規格需求的結果。

第5圖為本發明所揭露之電壓轉換電路之步階響應(step response)之波形圖。其中波形501為負載電流之步階波形，波形502為電壓轉換電路200之輸出電壓之步階響應波形，波形503為電壓轉換電路400之輸出電壓之步階響應波形。如第5圖所示，負載電流在200毫秒之時間附近，以很短的時間由輕載轉變為重載，此時電壓轉換電路200以及400之輸出電壓即分別反應進行暫態響應，並傾向回到最後之額定電壓值，如第5圖中所定義之5伏特。由波形502以及503可發現，兩者在暫態響應一開始之壓降程度相當一致，然而在暫態響應的過程中，波形502具有較大的抖動現象，而波形503則以平滑的方式回歸至其額定電壓值，此即由於波形503所代表之電壓轉換電路400具有較大的相位餘度。波形502在暫態響應 所具有的抖動現象，在電壓轉換電路的應用中常常為系統設計者所不樂見，而且當電壓轉換電路中各個元件的參數因為溫度、老化等等因素而有所變異時，此抖動的幅度可能變大，而進一步造成不符合電壓範圍之系統規格的情形。

第6圖為本發明所揭露之具有壓降補償功能之電壓轉換電路之第三實施例，即電壓轉換電路600之電路圖。電壓轉換電路600包括了與第2圖所示之電壓轉換電路200中具有相同標號之組成元件，且更包括了電壓轉換控制器630、轉導器633、參考電流610以及參考電阻620。電壓轉換電路600中各個組成元件的功能與特性，可參考電壓轉換電路200中相同標號之對應組成元件之相關說明。另外，轉導器633係輸出一補償源電流至參考輸入端2321。參考電流610以及參考電阻620耦接於參考輸入端2321，係用以在參考輸入端2321產生前述之參考電壓。

進一步說明如下，轉導器633用以輸出一補償源電流，並流經參考電阻620用以在參考輸入端2321調變參考電壓。例如當負載電流變大時，轉導器633即輸出一較大之補償源電流，參考輸入端2321之電壓變高，因此輸出電壓亦隨之變高，用以補償導線210上因較大之負載電流所造成的較大的壓降，使負載所接收的電壓能維持在系統規格的範圍之內。至於轉導器633的實現方式、參考電流610以及參考電阻620的設計值等等，此應為本領域具有通常知識者，在了解上述各實施例對於本發明所揭露之電壓轉換電路之說明後，能輕易推而得知，故在此不另贅述。

雖然本發明之實施例揭露如上所述，然並非用以限定本發明，任何熟習相關技藝者，在不脫離本發明之精神和範圍內，舉凡依本發 明申請範圍所述之形狀、構造、特徵及數量當可做些許之變更，因此本發明之專利保護範圍須視本說明書所附之申請專利範圍所界定者為準。

400‧‧‧電壓轉換電路

201‧‧‧轉換輸入端

202‧‧‧變壓器

2021‧‧‧一次線圈

2022‧‧‧二次線圈

203‧‧‧轉換輸出端

204‧‧‧感流電阻

205‧‧‧功率開關

207‧‧‧第一回授電阻

208‧‧‧第二回授電阻

210‧‧‧導線

211‧‧‧負載電流

220‧‧‧負載

430‧‧‧電壓轉換控制器

231‧‧‧比較器

232‧‧‧誤差放大器

233‧‧‧轉導器

2311‧‧‧第一比較輸入端

2312‧‧‧第二比較輸入端

2313‧‧‧輸出端

2321‧‧‧參考輸入端

2322‧‧‧回授輸入端

2323‧‧‧誤差輸出端

234‧‧‧脈寬調變時脈

235‧‧‧平方器

236‧‧‧壓降補償電路

440‧‧‧迴路補償電路

441‧‧‧補償電阻

442‧‧‧補償電容

Claims (10)

1. 一種電壓轉換控制器，係應用於一電壓轉換電路，該電壓轉換電路操作其電路中之一功率開關，以將一轉換輸入端之輸入電壓經由一變壓器轉換為一輸出電壓於一轉換輸出端，該轉換輸出端經由一導線電性連接至一負載並提供一負載電流；該變壓器包括一一次線圈以及一二次線圈，該一次線圈耦接至該轉換輸入端，該二次線圈耦接至該轉換輸出端，當該功率開關之通道導通時，該一次線圈經由該功率開關之通道耦接至接地端；該電壓轉換控制器包含：一脈寬調變時脈，具有一調變週期，用以控制該功率開關之通道導通；一比較器，包括一第一比較輸入端、一第二比較輸入端以及一輸出端，該比較器之輸出端用以根據比較器之比較結果輸出一控制訊號，以控制該功率開關之通道截止，該第一比較輸入端用以接收代表該功率開關之通道之電流大小之訊號，該第二比較輸入端用以接收一誤差訊號；一誤差放大器，包括一參考輸入端、一回授輸入端以及一誤差輸出端，該誤差輸出端用以輸出該誤差訊號，該參考輸入端用以接收一參考電壓，該回授輸入端耦接至該轉換輸出端；以及一壓降補償電路，包括一轉導器以及一平方器，該轉導器輸出一補償汲電流至該回授輸入端，或輸出一補償源電流至該參考輸入端，該平方器之輸入端耦接至該誤差輸出端，該平方器之輸出端則耦接至該轉導器之輸入端。
2. 如請求項第1項所述之電壓轉換控制器，其中更包含一迴路補償電路，係由一補償電阻以及一補償電容串聯而成並耦接於該誤差輸出端，且該平方器之輸入端係電性連接至該補償電阻以及該補償電容之連接端。
3. 如請求項第1項所述之電壓轉換控制器，其中該轉導器係輸出一補償汲電流至該回授輸入端，且該電壓轉換電路包括一第一回授電阻以及一第二回授電阻，其中該第一回授電阻耦接於該轉換輸出端以及該回授輸入端之間，該第二回授電阻耦接於該回授輸入端以及接地端之間，且該轉導器具有固定之一轉導參數。
4. 如請求項第3項所述之電壓轉換控制器，其中定義該轉導參數為Gm、該一次線圈之等效電感值為Lp、該參考電壓為Vref、該導線之等效電阻值為Rcab、當該負載電流為零時該輸出電壓為Vo、該調變週期為Ts、且當該功率開關之通道導通時、第一比較輸入端之電壓為Vc且該功率開關之通道電流為Ic，則該第一回授電阻之電阻值Ra以及該第二回授電阻之電阻值Rb之設計取值係參考下列公式選取實際值：
5. 如請求項第1至4項中任一項所述之電壓轉換控制器，其中該電壓轉換控制器係為以半導體製程實現之一積體電路。
6. 一種電壓轉換電路，包含： 一轉換輸入端，具有一輸入電壓；一轉換輸出端，具有一輸出電壓，經由一導線電性連接至一負載並提供一負載電流；一變壓器，包括一一次線圈以及一二次線圈，其中該一次線圈耦接至該轉換輸入端，該二次線圈耦接至該轉換輸出端；一功率開關，當該功率開關之通道導通時，該一次線圈經由該功率開關之通道耦接至接地端；一脈寬調變時脈，具有一調變週期，用以控制該功率開關之通道導通；一比較器，包括一第一比較輸入端、一第二比較輸入端以及一輸出端，該比較器之輸出端用以根據比較器之比較結果輸出一控制訊號，以控制該功率開關之通道截止，該第一比較輸入端用以接收代表該功率開關之通道之電流大小之訊號，該第二比較輸入端用以接收一誤差訊號；一誤差放大器，包括一參考輸入端、一回授輸入端以及一誤差輸出端，該誤差輸出端用以輸出該誤差訊號，該參考輸入端用以接收一參考電壓，該回授輸入端耦接至該轉換輸出端；以及一壓降補償電路，包括一轉導器以及一平方器，該轉導器輸出一補償汲電流至該回授輸入端，或輸出一補償源電流至該參考輸入端，該平方器之輸入端耦接至該誤差輸出端，該平方器之輸出端則耦接至該轉導器之輸入端。
7. 如請求項第6項所述之電壓轉換電路，其中更包含一迴路補償電路，係由一補償電阻以及一補償電容串聯而成並耦接於該誤差輸出端，且該平方器之輸入端係電性連接至該補償電阻以及該補償電容之連接端。
8. 如請求項第6項所述之電壓轉換電路，其中該轉導器係輸出一補償汲電流至該回授輸入端，且該電壓轉換電路包括一第一回授電阻以及一第二回授電阻，其中該第一回授電阻耦接於該轉換輸出端以及該回授輸入端之間，該第二回授電阻耦接於該回授輸入端以及接地端之間，且該轉導器具有固定之一轉導參數。
9. 如請求項第8項所述之電壓轉換電路，其中定義該轉導參數為Gm、該一次線圈之等效電感值為Lp、該參考電壓為Vref、該導線之等效電阻值為Rcab、當該負載電流為零時該輸出電壓為Vo、該調變週期為Ts、且當該功率開關之通道導通時、第一比較輸入端之電壓為Vc且該功率開關之通道電流為Ic，則該第一回授電阻之電阻值Ra以及該第二回授電阻之電阻值Rb之設計取值係參考下列公式選取實際值：
10. 如請求項第6至9項中任一項所述之電壓轉換電路，其中該比較器、誤差放大器以及壓降補償電路係為以半導體製程實現之一積體電路。