CN101795073A - 控制反激式转换器输出电流的方法及其相关电源转换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种控制反激式转换器输出电流的方法及其相关电源转换器，调节流经反激式转换器的初级电感器的电流的接通时间和循环时间，以产生恒定输出电流和恒定输出电压。即使使用其电感偏离规定大小的电感器，也可获得所期望的输出电流限值。该方法包括接收电流检测电压，所述电流检测电压指示流经电源转换器的电感器的电感器电流，所述电感器具有电感，并且所述电源转换器输出输出电流；从所述电流检测电压产生跨导电流；和通过对所述跨导电流进行积分，产生其大小与所述电感无关的所述输出电流。

Description

控制反激式转换器输出电流的方法及其相关电源转换器

技术领域

本发明涉及电源转换领域，更具体地说，本发明涉及在初级侧调节的控制器，其通过限制充电(charge)而不是限制电流来产生恒定输出电流。

背景技术

反激式转换器用作电池充电器和交流适配器，可向重负载提供恒定电流和向轻负载(例如当电池充满电时)提供恒定电压。因此，称反激式转换器以恒流模式和恒压模式工作。反激式转换器还可以各种开关循环模式工作。例如，反激式转换器以断续导电模式(DCM)、临界导电模式(CRM)或连续导电模式(CCM)工作。在断续导电模式中，在传递到次级电感器的所有能量均已释放之后、及电流再次开始通过初级电感器斜坡上升之前，存在一时间间隙。

在恒流模式中，反激式转换器输出的电流理想地不应超过规定的电流限值，尽管工作条件会发生变化并且制造过程并非总是一致。例如，恒流模式中的输出电流不应超过预定的电流限值，尽管(i)电感器开关的基极-射极偏移电压随温度发生变化，(ii)电流检测比较器的传播延迟和电感器开关的断开延迟，或者(iii)转换器的变压器电感器的电感变化。

典型电感器类型的电感可变化±20％。考虑到传统电感器制造工艺如此低的精度，初级电感器的电感L_P的变化可致使输出电流显著偏离预定电流限值。

存在各种反激式转换器的现有设计，这些设计试图产生不超过规定电流限值的输出电流。图1(现有技术)图解说明实例性的现有技术反激式转换器10，其既产生恒定输出电流也产生恒定输出电压。反激式转换器10以断续导电模式工作。反激式转换器10包括变压器11、晶体管T₁ 12、控制器集成电路(IC)13、电流检测电阻器R_CS 14和电流设定电阻器R_ISET 15。变压器11包括初级电感器16、次级电感器17和辅助电感器18。晶体管T₁ 12充当初级电感器16的开关。用于调节输出电流和电压的反馈是通过变压器11从反射电压接收到。

图2是现有技术中控制器IC 13的更详细的示意图。控制器IC 13包括第一比较器19、第二比较器20、或门21、RS锁存器22、振荡器23、驱动器24、误差放大器25、补偿网络26和恒压源27。此外，控制器IC 13还包括电源引脚(VDD)、接地引脚(GND)、电流设定引脚(ISET)、输出引脚(OUT)、电流检测引脚(CS)和反馈引脚(FB)。

在工作中，振荡器23启动一用于设定RS锁存器22的导通脉冲。于是，RS锁存器22在输出引线Q上输出数字高电平，并且驱动器24使晶体管T₁ 12导通。当晶体管T₁ 12导通时，电流以由初级电感L_P和输入电压V_IN所限定的速率通过初级电感器15斜坡上升。随着从晶体管T₁ 12的射极流出的电流增大，电流检测电阻器R_CS 14两端的电压也随之升高。电流检测电阻器R_CS 14两端的电压在电流检测引脚CS上被接收到并由第二比较器20将其与电压电平V_ILIM相比较。当电流检测电阻器R_CS 14两端的电压达到电压电平V_ILIM时，第二比较器20跳变，并且晶体管T₁ 12关断。晶体管T₁ 12保持关断，直到在电流通过初级电感器15斜坡上升时存储在变压器中的全部能量被传递到反激式转换器10的次级侧为止。此时，所有电感器两端的电压开始朝零下降，直到振荡器23输出下一导通脉冲，此时晶体管T₁ 12导通并且开关循环将重复进行。

在恒流模式中，通过调节输出电流以使电流检测电阻器R_CS 14两端的电压等于预定电压电平V_ILIM来限制反激式转换器10的输出电流。然而，电压电平V_ILIM通常是根据V_ILIM与输出电流I_OUT之间的以下关系式进行设定：

$I_{\mathrm{OUT}}=\frac{1}{2}\·L_P\·\left(\frac{V_{\mathrm{ILIM}}^2}{R_{\mathrm{CS}}^2}\right)\·Y\·\mathrm{\η},---\left(28\right)$

其中L_P是初级电感器15的电感，Y是常数，η是反激式转换器的效率。通过根据制造商规定的初级电感器15的电感调节电流检测电阻器R_CS 14和电流设定电阻器R_ISET 15的电阻，设定输出电流I_OUT。然而，方程式28显示，实际输出电流I_OUT将偏离所期望的设定输出电流一比例，该比例为初级电感L_P偏离规定电感的比例。

本发明力图提供一种能以预定限值输出电流并且所述电流不随初级电感器电感L_P的变化而变化的反激式转换器。此外，本发明还力图提供一种用于产生其大小与电源转换器的初级电感L_P无关的电源转换器输出电流的方法。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种控制反激式转换器输出电流的方法及其相关电源转换器，通过调节流经反激式转换器的初级电感器的电流的接通时间和循环时间，限制初级峰值充电，以产生恒定输出电流和恒定输出电压。可以有效实现以预定限值输出电流并且所述电流不随初级电感器电感的变化而变化。

为了解决以上技术问题，本发明提供了如下技术方案：

首先，本发明提供了一种方法，包括接收电流检测电压，所述电流检测电压指示流经电源转换器的电感器的电感器电流，所述电感器具有电感，并且所述电源转换器输出输出电流；从所述电流检测电压产生跨导电流；和通过对所述跨导电流进行积分，产生其大小与所述电感无关的所述输出电流。

其次，本发明还提供了一种方法，包括利用流经电源转换器的初级电感器的电感器电流，产生电流检测电压，所述电源转换器输出输出电流；利用所述电流检测电压产生跨导电流；通过对所述跨导电流进行积分，产生积分电流电压；将所述积分电流电压与充电极限电压相比较；和当所述积分电流电压达到所述充电极限电压时，停止使所述电感器电流流经所述初级电感器，通过使所述电感器电流停止流经所述初级电感器来控制所述电源转换器的输出电流。

另外，本发明还提供了一种电源转换器，包括电感器，在接通时间期间，流经所述电感器的电感器电流斜坡上升，并且在断开时间期间，所述电感器电流不流经所述电感器；电流积分器，接收电流检测电压并输出积分电流电压；和比较器，通过将所述积分电流电压与充电极限电压相比较而产生电流控制信号，当所述电流控制信号被启用时，所述接通时间结束并且所述断开时间开始。

最后，本发明还提供了一种电源转换器，包括电感器，其具有电感，在接通时间期间，电感器电流经过所述电感器斜坡上升，并且所述电源转换器输出输出电流；和积分装置，对电流进行积分，以调节所述接通时间，使得尽管所述电感变化，所述输出电流也不超过预定电流限值。

控制器IC调节流经反激式转换器的初级电感器的电流的接通时间和循环时间，以产生恒定输出电流和恒定输出电压。即使对于其电感偏离规定大小的批量生产的电感器，也可一致地获得所期望的输出电流限值。从射极电阻器两端的电压产生跨导电流，然后对其进行积分以产生积分电流电压。所述射极电阻器两端的电压指示流经初级电感器的电流。由时钟信号的脉冲接通电感器开关。在恒流模式中所述积分电流电压达到充电极限电压(charge limit voltage)或在恒压模式中射极电阻器两端的电压达到误差电压这两个时刻中较早的一个时刻，电感器开关断开，并且电流停止流经初级电感器。

误差电压与参考电压和反馈电压之差成正比，所述反馈电压指示反激式转换器的辅助电感器两端的电压。通过与输出电压成反比地改变充电极限电压以及通过与输出电压成反比地调节循环时间，将输出电流设定为与初级电感无关的水平。

在一个实施例中，具有控制器IC的电源转换器产生电流检测电压，所述电流检测电压指示流经电源转换器的初级电感器的电感器电流。电流在接通时间中流经初级电感器，在断开时间中则不流经初级电感器。循环时间是接通时间与断开时间之和。循环时间还是电感器开关对流经初级电感器的电流进行开关的频率的倒数。电感器电流从初级电感器流出，流经电感器开关并流过射极电阻器。电流检测电压是射极电阻器两端的电压。电流检测电压在控制器IC的电流检测焊盘上被接收到。

跨导放大器接收电流检测电压并产生跨导电流。当积分电容器对跨导电流进行积分时，便产生积分电流电压。电源转换器产生指示电源转换器的输入电压和输出电压的反馈电压。反馈电压是电源转换器的辅助电感器两端的分压。参考电压产生器接收电流设定电阻器两端的电压和反馈电压，并输出充电极限电压。充电极限电压与输入电压成反比。当所述积分电流电压达到充电极限电压时，第一比较器启用(asserts)一电流控制信号。当所述电流控制信号被启用时，流经初级电感器的电流的接通时间结束。

在所述电源转换器的恒流模式中，调节开关频率，使其与输出电压成正比地变化。振荡器产生时钟信号，所述时钟信号的接通脉冲决定开关频率。当输出电流升高到所述积分电流电压达到充电极限电压的点，输出电流受到限制并且输出电压下降。然后，开关频率在恒流模式中“折回(folded back)”，以在输出电压下降时通过降低开关频率来使输出电流保持升高。

通过对跨导电流进行积分，所述电源转换器产生其大小与电感无关的输出电流。因此，通过得知跨导放大器的跨导和积分电容器的电容，通过产生与输入电压成反比的充电极限电压，以及通过设定射极电阻器的电阻，将输出电流限制至与初级电感无关的预定水平。通过当来自所述跨导电流信号的积分电流电压达到由参考电压产生器和外部电流设定电阻器所确定的充电极限电压时停止所述接通时间，限制所述输出电流。

在另一实施例中，一种电源转换器包括电感器、电流积分器、比较器、振荡器和电感器开关。流经所述电感器的电感器电流在接通时间中斜坡上升，在断开时间中则不流经所述电感器。所述振荡器产生用于起动所述接通时间的时钟信号。所述电流积分器利用电流检测电压产生跨导电流，并随后通过对跨导电流进行积分而输出积分电流电压。所述比较器通过将所述积分电流电压与充电极限电压相比较，产生电流控制信号。当所述电流控制信号被启用时，接通时间结束并且断开时间开始。

所述电感器开关受开关信号控制。在恒流模式中，当电流控制信号被启用时，所述开关信号断开电感器开关。所述接通时间加上所述断开时间等于循环时间。所述电源转换器通过利用电流控制信号调节所述接通时间和利用时钟信号调节循环时间，维持恒定输出电流。所述电流控制信号调节所述接通时间，使得尽管电感器的电感变化，输出电流也不超过预定电流限值。所述电源转换器以断续导电模式以及以恒流模式和恒压模式两种模式工作。

综上所述，本发明所采用的控制反激式转换器输出电流的方法及其相关电源转换器，通过调节流经反激式转换器的初级电感器的电流的接通时间和循环时间，限制初级峰值充电，以产生恒定输出电流和恒定输出电压。即使对于其电感偏离规定大小的批量生产的电感器，也可一致地获得所期望的输出电流限值。可以有效实现以预定限值输出电流并且所述电流不随初级电感器电感L_P的变化而变化的反激式转换器。

关于本发明的优点与精神可以藉由以下的附图说明和具体实施方式得到进一步的了解。

附图说明

附图图解说明本发明的实施例，其中相同的编号指示相同的组件。

图1是现有技术中具有控制器集成电路(IC)的传统反激式转换器的简化示意图，所述控制器集成电路通过将射极电阻器两端的电压与电流极限电压相比较来调节输出电流。

图2是图1所示现有技术中控制器IC的更详细示意图。

图3是具有控制器IC的初级侧受控反激式转换器的简化示意图，所述控制器IC通过将积分电流与充电极限电压相比较来产生与初级电感无关的恒定输出电流。

图4是显示理想化波形的图，这些理想化波形图解说明图3反激式转换器的操作。

图5是图3控制器IC的更详细示意图，所述控制器IC将反激式转换器的输出电流维持在与初级电感无关的预定电流限值内。

图6是流程图，显示操作图3反激式转换器的方法的各个步骤。

图7是波形图，显示当图3的反激式转换器对装置进行充电并从恒流模式变换到恒压模式时，在多个开关循环中的初级和次级电感器电流以及反馈电压。

图8是在恒流模式和恒压模式中流过图3的反激式转换器的次级电感器的峰值电流与时间的关系曲线图。

图9是图3的反激式转换器的输出电压与输出电流的关系曲线图，显示在恒流模式和恒压模式中的工作区域。

具体实施方式

现在将详细参照本发明的某些实施例，这些实施例的例子在说明书附图中被示出。

图3是具有封装在集成电路封装32中的控制器集成电路(IC)31的初级侧受控的反激式转换器30的图。反激式转换器30包括将输入电压转换成不同输出电压的变压器33。变压器33包括初级电感器(绕组)34、次级电感器35和辅助电感器36。初级电感器34具有N_P匝；次级电感器35具有N_S匝；并且辅助电感器36具有N_A匝。

在一个实施例中，输入电压是来自墙上插座的电压，输出电压则用于对便携式电子用户装置(例如移动电话或便携式媒体播放器)进行充电。例如，反激式转换器30将120V的线路电压转换成12V。当转换器30中的电感器开关T₁37接通时，电感器电流(I_LP)38开始流经初级电感器34。在电流通过初级电感器34斜坡上升到峰值并随后停止时，初级电感器34周围的崩溃的磁场会向次级电感器35传递能量。电流开始流经次级电感器35时的峰值通过匝数比与流经初级电感器34的峰值电流I_PEAK相关。输出电流I_OUT 39然后流出次级电感器40，对次级侧整流二极管D₁ 44施加正向偏压，并注入到输出电容器41中。传递到次级电感器35的能量在不同的输出电压下从反激式转换器30作为输出电流I_OUT 39输出。在某些应用中，例如对电子用户装置进行充电，希望防止输出电流超过预定电流限值。例如，如果反激式转换器30输出的电流大于规定的最大电流，则可能会损坏电子用户装置。

图4显示反激式转换器30的各个节点上的理想化波形。这些波形图解说明反激式转换器30的操作，包括电感器开关T₁ 37如何接通和断开。控制器IC31通过调节流过初级电感器34的峰值电流I_PEAK，控制反激式转换器30的输出电流I_OUT39和输出电压(V_OUT)。通过调节电流流经初级电感器34时的接通时间和不流经初级电感器34时的断开时间，调节峰值电流。所述接通时间和断开时间受电感器开关T₁ 37控制。反激式转换器30以两种模式工作：恒流模式和恒压模式。

在恒流模式中，控制器IC 31控制电感器开关T₁ 37，以使初级电感器电流I_LP 38停止增大时的接通时间的结束时刻(t₃)对应于跨导电流信号42的积分电流电压(V_IC)达到充电极限电压(V_CLIM)时的时刻。尽管来自电流检测信号43的电流相对于恒定参考电压斜变的速率与初级电感L_P相关，来自电流检测信号43的电荷相对于与输入电压成反比的参考电压斜变的速率与初级电感L_P无关。因此，通过当积分电流电压V_IC达到与输入电压成反比的所设定充电极限电压V_CLIM时结束初级电感器34的接通时间，将输出电流I_OUT 39的大小设定至与初级电感L_P无关的限值。

在恒压模式中，控制器IC 31控制电感器开关T₁ 37，以使初级电感器电流I_LP 38停止增大时的时刻t₃对应于电流检测信号43的电流检测电压(V_CS)达到误差电压(V_LRROR)时的时刻，其中误差电压(V_ERROR)低于充电极限电压V_CLIM。误差电压V_ERROR是通过将参考电压(V_REF)与从辅助电感器36得到的反馈信号44的电压(V_FB)相比较而产生。

除控制器IC 31、IC封装32、变压器33、NPN双极晶体管37、次级侧整流二极管D₁ 40和输出电容器41外，反激式转换器30还包括起动电阻器45、电流设定电阻器R_ISET 46、射极电阻器R_E 47、分压电阻器网络48、初级侧整流二极管D₂ 49、和电容器50。在图3的实施例中，电感器开关T₁ 37是外部NPN双极晶体管。在另一实施例中，电感器开关T₁ 37是外部MOSFET开关。在又一实施例中，电感器开关T₁ 37是集成到控制器IC 31中的场效应晶体管(FET)。

图5是控制器IC 31的更详细的示意图。控制器IC 31包括电流积分器电路51、第一比较器52、第二比较器53、或门54、RS锁存器55、驱动器56、频率折回电路57、振荡器58、误差放大器59、补偿网络60、参考电压产生器61和电容器62。此外，控制器IC 31还具有基极焊盘(BASE)63、电流检测焊盘(CS)64、反馈焊盘(FB)65、电流设定焊盘(ISET)66、电源焊盘(VDD)67和接地焊盘(GND)68。电流积分器51包括跨导放大器69、积分电容器(C_INT)70和开关71。补偿网络60包括电阻器72和两个电容器73-74。

现在利用图5来描述在要产生其大小可独立于初级电感器L_P进行设定的恒定输出电流时如何接通和断开电感器开关T₁ 37。还将描述在要产生恒定输出电压时如何接通和断开电感器开关T₁ 37。利用流经初级电感器34的电流I_LP 38来判断何时接通和断开电感器开关T₁ 37。流经射极电阻器R_E 47的电流约等于流经初级电感器34的电流I_LP 38。当初级电感器电流I_LP 38增大并且流出电感器开关T₁ 37的射极时，射极电阻器R_F 47两端的电流检测电压V_CS也增大。电流检测电压V_CS的峰值提供关于流经初级电感器34的电流I_LP 38的峰值I_PEAK的指示。输出电流I_OUT的大小又与流经初级电感器34的峰值电流I_PEAK按以下关系式相关：

$I_{\mathrm{OUT}}=\frac{1}{2}\·L_P\·I_{\mathrm{PEAK}}^2\left(\frac{1}{V_{\mathrm{OUT}}}\right)\·f_S\·\mathrm{\η},---\left(75\right)$

其中L_P是初级电感器34的电感，f_S是电感器开关T₁ 37的开关频率，η是反激式转换器30的效率。在一个实施例中，效率η约为70％。在恒流模式中，初级电感器电流I_LP 38处于预定峰值电流限值I_PEAK，因此是恒定的。

流经初级电感器34的电流I_LP 38的峰值I_PEAK可使用射极电阻器47两端的电流检测电压V_CS和射极电阻器47的电阻R_E表示为下式：

$I_{\mathrm{PEAK}}=\frac{V_{\mathrm{CS}}}{R_E}.---\left(76\right)$

因此，可将关系式 $I_{\mathrm{PEAK}}^2=\frac{V_{\mathrm{CS}}^2}{R_E^2}$ 与方程式75相组合，以使用恒定的大小L_P、V_CS和R_E来表示恒流模式中的输出电流I_OUT：

$I_{\mathrm{OUT}}=\frac{1}{2}\·L_P\·\left(\frac{V_{\mathrm{CS}}^2}{R_E^2}\right)\left(\frac{f_S}{V_{\mathrm{OUT}}}\right)\·\mathrm{\η}.---\left(77\right)$

通过将开关频率f_S调节到等于Y·V_OUT(其中Y时常数)，可在初级电感器电流I_LP 38保持恒定在预定峰值电流限值I_PEAK时，产生恒定输出电流。该恒定输出电流可因而表示为：

$I_{\mathrm{OUT}}=\frac{1}{2}\·L_P\·\left(\frac{V_{\mathrm{CS}}^2}{R_E^2}\right)\·Y\·\mathrm{\η}.---\left(78\right)$

输出电流I_OUT通常是通过根据制造商规定的初级电感器34的电感L_P调节射极电阻器R_E 47的电阻和电流设定电阻器R_ISET 46的电阻进行设定。

然而，恒定输出电流可具有不期望的大小，因为初级电感器34的实际电感可不同于规定的电感。因此，控制器IC 31将从积分电流导出的电压与电流极限参考电压V_CLIM相比较，以根据产生所述积分电流的放大器的跨导而不是根据初级电感L_P的电流检测电压来确定输出电流。通过使用电流积分器51来调节输出电流，可将输出电流表示为：

$I_{\mathrm{OUT}}=\left(\frac{C_{\mathrm{INT}}}{R_E\·g_m}\right)\·W\·\mathrm{\η},---\left(79\right)$

其中g_m是跨导放大器69的跨导，C_INT是积分电容器70的电容，W是常数，其包括在开关频率f_S被调节到等于Y·V_OUT时的常数Y。

方程式79的关系可通过使用初级电感器34的接通时间T_ON和断开时间T_OFF表示输出电流来导出。可使用断开时间T_OFF和流经次级电感器35的峰值电流I_SECPK将输出电流表示为下式：

$I_{\mathrm{OUT}}=\frac{1}{2}\·I_{\mathrm{SECPK}}\·T_{\mathrm{OFF}}\·f_S\·\mathrm{\η}.---\left(80\right)$

使用初级峰值电流I_PEAK，将输出电流表示为：

$I_{\mathrm{OUT}}=\frac{1}{2}\·(N_P/N_S)\·I_{\mathrm{PEAK}}\·T_{\mathrm{OFF}}\·f_S\·\mathrm{\η}.---\left(81\right)$

初级电感器34的断开时间T_OFF可使用时间T_ON表示为：

$T_{\mathrm{OFF}}=\frac{N_S}{N_P}\·\frac{V_{\mathrm{IN}}}{V_{\mathrm{OUT}}}\·T_{\mathrm{ON}}.---\left(82\right)$

将方程式82的关系式代入方程式81，得到：

$I_{\mathrm{OUT}}=\frac{1}{2}{I}_{\mathrm{PEAK}}\·\frac{V_{\mathrm{IN}}}{V_{\mathrm{OUT}}}\·T_{\mathrm{ON}}\·f_S\·\mathrm{\η}.---\left(83\right)$

根据如图5所示的电路配置，可使用射极电阻器47的电阻R_E、跨导放大器69的跨导g_m、积分电容器70的电容C_INT、初级峰值电流I_PEAK和接通时间T_ON来表示第一比较器52的非反相输入引线上存在的积分电流电压V_IC。因此：

$V_{\mathrm{IC}}=\frac{R_E{g}_m}{2C_{\mathrm{INT}}}\·I_{\mathrm{PEAK}}\·T_{\mathrm{ON}}.---\left(84\right)$

控制器IC 31的参考电压产生器61产生与输入电压V_IN成反比的充电极限电压V_CLIM。在恒流模式中，将积分电流电压V_IC调节到等于充电极限电压V_CLIM。因此，在恒流模式中，积分电流电压V_IC按以下关系式反比于输入电压V_IN；

V_IC＝Z/V_IN，                                  (85)

其中Z是常数。在将方程式85插入方程式84后求解方程式84中的I_PEAK，得到：

$I_{\mathrm{PEAK}}=\frac{Z2C_{\mathrm{INT}}}{V_{\mathrm{IN}}{R}_E{g}_m{T}_{\mathrm{ON}}}.---\left(86\right)$

通过将方程式86插入方程式83，将输出电流表示为下式：

$I_{\mathrm{OUT}}=\frac{{\mathrm{ZC}}_{\mathrm{INT}}}{R_E{g}_m}\left(\frac{f_S}{V_{\mathrm{OUT}}}\right)\·\mathrm{\η}.---\left(87\right)$

当开关频率f_S在恒流模式中被调节到等于Y·V_OUT并且常数W等于Z·Y时，方程式87变为方程式79。因此，通过得知跨导放大器69的跨导g_m和积分电容器70的电容C_INT，通过产生与输入电压V_IN成反比的充电极限电压V_CLIM，以及通过设定射极电阻器47的电阻R_E，将输出电流I_OUT 39限制至与初级电感L_P无关的预定水平。通过当跨导电流信号42的积分电流电压V_IC达到由电流设定电阻器R_ISET 46和参考电压产生器61所确定的充电极限电压V_CLIM时停止接通时间T_ON，限制输出电流39。

图6是流程图，显示一种操作图3的反激式转换器30的方法的步骤88-98。该方法通过调节初级电感器34的接通时间来控制反激式转换器30的输出电流I_OUT 39和输出电压V_OUT。该方法还允许将输出电流I_OUT设定至与初级电感L_P无关的预定最高水平。

每一开关循环均在电感器开关T₁ 37接通时开始。RS锁存器55从振荡器58接收具有导通脉冲的时钟信号99。当RS锁存器55被该导通脉冲置位时，RS锁存器55在输出引线Q上输出数字高电平，并且驱动器56所输出的开关信号100被启用。在开关信号100在图4中的t₁时刻被启用时，电感器开关T₁ 37在t₂时刻接通，并且初级电感器电流I_LP 38开始通过初级电感器34斜坡上升。从电感器开关T₁ 37的射极流经射极电阻器R_F 47的电流约等于流经初级电感器34的电流I_LP 38。流经射极电阻器R_E 47的电流以由初级电感器34的电感L_P和输入电压V_IN限定的速率线形地斜坡上升。因此，电流检测信号43的电流检测电压V_CS也以与初级电感L_P和输入电压V_IN相关的速率斜坡上升。在恒压模式中电流检测信号43的电压V_CS达到误差电压V_ERROR或在恒流模式中积分电流电压V_IC达到充电极限电压V_CLIM这两个时刻中较早的一个时刻，电感器开关T₁ 37断开。

恒流模式

在第一步骤88中，在电流检测焊盘CS 64上接收射极电阻器47两端的电流检测电压V_CS。电流检测信号43的电流检测电压V_CS根据方程式76指示流经初级电感器34的电流I_LP 38。

在步骤89中，跨导放大器69接收电流检测信号43的电流检测电压V_CS，并输出跨导电流信号42的跨导电流。

在步骤90中，对跨导放大器69输出的跨导电流进行积分，以产生积分电流电压V_IC。在振荡器58产生用于起动初级电感器电流38的导通脉冲之前，闭合电流积分器51的开关71，使积分电容器C_INT 70放电。当RS锁存器55被置位并在输出引线Q上输出数字高电平时，放电信号101被禁用(deassert)，从而断开开关71。因此，在初级电感器34的接通时间中，跨导放大器69输出的跨导电流在积分电容器C_INT 70上积聚为积分电流电压V_IC。

在步骤91中，参考电压产生器61按照方程式85产生与输入电压V_IN成反比的充电极限电压V_CLIM。参考电压产生器61从反馈焊盘FB 65接收反馈信号44。反馈电压产生器61利用反馈信号44的电压V_FB确定输入电压V_IN。辅助电感器36的带点端上的电压V_AUX等于初级电感器34的带点端上的电压V_P乘以匝数比N_A/N_P。初级电感器34直接耦合到反激式转换器30的输入端。因此，

V_AUX＝V_IN·N_A/N_P。                        (105)

因此，反馈焊盘65上存在的反馈电压V_FB可表示为：

V_FB＝V_IN·N_A/N_P·R₂/(R₁+R₂)。             (106)

其中R1和R2是分压电阻器网络48的两个电阻器的电阻。反馈信号检测器102检测反馈信号44的反馈电压V_FB何时开始崩溃并且在t₄时刻振铃(ring)。反馈信号检测器102在t₄时刻向参考电压产生器61输出反馈电压V_FB。充电极限电压V_CLIM和因而预定最大输出电流I_OUT是通过调节电流设定电阻器R_ISET 46的电阻进行设定。参考电压产生器61利用电流设定电阻器R_ISET 46两端的电压降和反馈电压V_FB来产生充电极限电压V_CLIM。

在步骤92中，将第一比较器52的非反相输入引线上存在的积分电流电压V_IC与参考电压产生器61产生的充电极限电压V_CLIM相比较。

在步骤93中，通过在积分电流电压V_IC达到充电极限电压V_CLIM时使初级电感器电流I_LP 38停止流动，调节初级电感器34的接通时间。当积分电流电压V_IC达到充电极限电压V_CLIM时，第一比较器52输出的电流控制信号103变为高电平。或门54从第一比较器52接收电流控制信号103和从第二比较器53接收电压控制信号104。当电流控制信号103或电压控制信号104中的一个首先变为高电平时，或门54输出的复位信号105变高。在恒流模式中，电流控制信号103先于电压控制信号104变为高电平。当第一比较器52输出的电流控制信号103变为高电平时，复位信号105使RS锁存器55复位并结束接通时间。当RS锁存器55复位时，RS锁存器在输出引线Q上输出数字低电平，开关信号100在t₃时刻被禁用，并且电感器开关T₁ 37断开，从而开始断开时间。在开关信号100在t₃时刻被禁用与次级电感器电流I_S开始流动之间存在有限的时间。为简化图4中所示的波形图，未示出在开关信号100在t₃时刻被禁用后和次级电感器电流I_S开始流动的时刻的时滞。

断开时间一直持续到变压器33中存储的所有能量均传递到次级侧为止。当电流不再流经任何电感器时，电感器两端的电压开始谐振并下降到零。

反激式转换器30以断续电流模式工作。因此，在传递到次级电感器35的所有能量均已释放之后和在电流再次开始通过初级电感器34斜坡上升之前，存在时间间隙。绕组两端的电压正是在从t₄到t₆的该时间间隙中振铃。如图4中所示，时钟信号99的脉冲之间的循环时间长于电流通过初级电感器34斜坡上升和通过次级电感器35斜坡下降期间的时间。

在步骤94中，RS锁存器55再次接收振荡器58所产生的时钟信号99中的导通脉冲。时钟信号99的各脉冲之间的循环时间是初级电感器34的接通时间的起始点之间的时间。因此，循环时间是电感器开关T₁ 37对流过初级电感器34的电流进行开关的频率f_S的倒数。

在步骤95中，利用时钟信号99调节循环时间。如上文关于方程式78所述，在恒流模式中，调节开关频率f_S，使其与输出电压V_OUT成正比地变化。当输出电流升高到使积分电流电压V_IC到达充电极限电压V_CLIM的程度时，输出电流受到限制并且输出电压下降。

在步骤96中，通过调节接通时间和循环时间，维持输出电流I_OUT 39的恒定大小。该恒定大小被设定为所期望的预定电流限值。对接通时间进行调节，当积分电流电压V_IC到达充电极限电压V_CLIM并且电流控制信号103变为高电平时，接通时间结束。当在恒流模式中因限制输出电流而致使输出电压下降时，开关频率f_S降低或“折回”，以使输出电流保持恒定，如方程式87所示。假如开关频率f_S不折回并且循环时间增大，则尽管已对接通时间进行了调节，输出电流I_OUT仍将升高。

在步骤97中，产生其大小与初级电感L_P无关的输出电流I_OUT 39。输出电流I_OUT 39的恒定大小所设定的期望预定电流限值也是精确的，因为用来确定输出电流的方法不依赖于所规定初级电感L_P的精确度。电流积分器51和参考电压产生器61允许根据方程式79中包含的变量来限制输出电流L_OUT 39，所述变量不包括初级电感L_P。因此，甚至在大批量制造反激式转换器30而使得初级电感L_P与规定大小相差±20％时，也可更一致地获得规定的输出电流限值。

恒压模式

在步骤98中，调节初级电感器34的接通时间，以在输出电流I_OUT 39低于对应于充电极限电压V_CLIM的预定电流限值的同时，使输出电压V_OUT保持恒定。

在恒压模式中，电感器开关T₁ 37也响应于在t₁时刻被启用的开关信号100而在t₂时刻接通。当电流检测信号43的电压V_CS达到误差放大器59所输出的误差信号106的误差电压V_ERROR时，电感器开关T₁ 37断开。误差电压V_ERROR指示为获得反激式转换器30的所调节输出电压而需要的电流量。当被充电的电子用户装置上的负荷降低时，会在预定输出电流限值之前达到所调节的输出电压。因此，可在输出电流I_OUT 39达到峰值电流限值之前在恒流模式中获得所调节的输出电压，并且第二比较器53将电流检测电压V_CS与误差信号106的误差电压V_ERROR相比较。

当电感器开关T₁ 37断开时，反馈信号43的反馈电压V_FB指示输出电压V_OUT。辅助电感器36的带点端上的电压V_AUX等于次级电感器35的带点端上的电压V_S乘以匝数比N_A/N_S。电压V_S等于输出电压V_OUT加上次级侧整流二极管D₁ 40两端的电压降V_D1。因此，

V_AUX＝(V_OUT+V_D1)·N_A/N_S。                    (107)

因此，反馈焊盘65上存在的反馈电压V_FB可表示为：

V_FB＝(V_OUT+V_D1)·N_A/N_S·R₂/(R₁+R₂)。         (108)

其中R1和R2是分压电阻器网络48的两个电阻器的电阻。反馈信号检测器102检测反馈信号44的反馈电压V_FB何时开始崩溃并且在t₄时刻振铃。在t₃时刻之后，由于辅助绕组36的有限电阻，反馈电压V_FB在断开时间中朝零伏特缓慢衰减。反馈信号检测器102对反馈信号44开始谐振之前反馈电压V_FB的最后电压电平进行取样。在图4的波形图中，为便于图解说明，夸大了在断开时间中反馈电压V_FB朝零伏特的衰减。反馈信号检测器102将在t₄时刻所取样的反馈电压V_FB输出到误差放大器59的反相输入引线。

误差放大器59输出的误差电压V_ERROR所具有的大小正比于参考电压V_REF与在t₄时刻反馈焊盘FB 65上存在的反馈电压V_FB之差。在恒压模式中，控制器IC 31将误差电压V_ERROR设定成使反馈电压V_FB调节到等于参考电压V_REF。在调节过程中，反激式转换器30的输出电压为：

$V_{\mathrm{OUT}}=V_{\mathrm{REF}}\·(1+\frac{R_1}{R_2})\left(\frac{N_S}{N_A}\right)-V_{D1}.---\left(109\right)$

补偿网络60用于稳定误差电压V_ERROR并补偿误差信号106与开关信号51之间的相移。误差放大器59是跨导放大器，因为其接收输入电压差值并输出与该差值成正比的电流。误差放大器59输出误差信号106，误差信号106的电流流到补偿网络60的电容器73-74上并产生误差电压V_ERROR。

控制器IC 31的所有元件均由电源焊盘VDD 67供电。为简明起见，在图5中仅显示通往第一比较器52的电源线。在电源焊盘VDD 67上接收的电压在用于对控制器IC 31供电之前通过内部偏压电流进行调节。

图7是波形图，显示当反激式转换器300对装置进行充电时，在多个开关周期(循环编号为3-11)中的初级电感器电流(I_LP)38、流过次级电感器35的电流(I_S)和反馈信号(V_FB)44。这些波形图解说明反激式转换器30在图6方法的步骤96中如何调节接通时间和循环时间(以及开关频率f_S)，以便维持恒定的输出电流I_OUT。接通时间被调节成使积分电流电压V_IC等于充电极限电压V_CLIM。(为便于图解说明，将初级电感器电流I_LP 38与充电极限电压V_CLIM以及与误差电压V_ERROR进行比较。)

当反激式转换器30对装置进行充电并且输出电压V_OUT在恒流模式中增大时，循环时间减小，以使输出电流I_OUT保持恒定。图7显示在反馈信号44的电压V_FB较低时的开关循环A长于在反馈电压V_FB较高时的开关周期B。较短的开关周期B对应于较高的开关频率f_S。

图7的波形还显示反激式转换器30在图6的方法的步骤98中如何调节接通时间，以维持恒定的输出电压V_OUT。在恒压模式中，控制器IC 31调节接通时间，使初级电感器电流I_LP 38的每一脉冲的峰值维持恒定的输出电压V_OUT。当被充电装置从循环8进行到循环11并且接近完全充电状态时，输出电压V_OUT接近预定最大输出电压。图7显示为了在接近参考电压时减小流过初级电感器34的峰值电流，脉冲宽度D短于脉冲宽度C。控制器IC 31调节接通时间，使取样反馈电压V_FB等于参考电压V_REF。

图8是在恒流模式和恒压模式中流过次级电感器35的峰值电流随时间变化的曲线图。每一峰值均近似表示反激式转换器30在一个开关循环中输出的电流。开关循环编号3-11对应于图7中具有相同编号的开关循环。例如，在电池的正常充电顺序中，充电过程以恒流模式在循环#1中开始并在循环#9中进入恒压模式。在电池开始充电时的开始阶段，反激式转换器30的负载最重。该负载试图拉动大于预定输出电流限值的电流，并且反激式转换器30在恒流模式中限制输出电流。随着电池充电的进行和负载的减小，反激式转换器30在循环#8之后减小峰值电流，以维持恒定电压。

当充电状态远离循环#9的恒压状态时，预定峰值电流限值I_PLAK远离负载试图拉动的初级电感器电流I_LP 38的水平。因此，为保持在预定峰值电流限值I_PLAK内，必须更大地降低开关频率f_S。图8显示循环时间从循环#8到循环#1增大。

图9是反激式转换器30的输出电压—输出电流曲线图。沿该曲线的数字对应于图8所示各循环的峰值电流。正常充电过程开始于点#1并进行到点#17。当输出电压下降到由虚线表示的故障阈值以下时，出现故障状态。当输出电压下降到故障阈值以下时，反馈焊盘65上存在的反馈电压V_FB下降到欠电压闭锁断开阈值以下，并且开关操作停止。

当反激式转换器30进入恒压模式时，在积分电流电压V_IC达到充电极限电压V_CLIM之前，电流检测信号43的电压V_CS达到误差电压V_ERROR。当充电过程在恒压模式中从点#9进行到点#17时，循环时间保持恒定，并且初级电感器电流I_LP38的峰值电平减小以维持恒定的输出电压。当充电过程在恒流模式中从点#1进行到点#8时，初级电感器电流I_LP 38的预定限值保持恒定，并且循环时间减小(开关频率f_S增大)，因为维持预定电流限值所需的频率折回较小。

尽管出于说明目的，上文结合某些具体实施例来说明本发明，然而本发明并不仅限于此。相应地，可在不脱离权利要求书所述本发明范围的条件下对所述实施例的各种特征实施各种修改、改动和组合。

Claims (22)

1.一种方法，其特征在于，其包括：

接收电流检测电压，所述电流检测电压指示流经电源转换器的电感器的电感器电流，所述电感器具有电感，并且所述电源转换器输出输出电流；

从所述电流检测电压产生跨导电流；和

通过对所述跨导电流进行积分，产生其大小与所述电感无关的所述输出电流。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述电感器电流在接通时间中流经所述电感器，所述电感器电流在断开时间中不流经所述电感器，并且所述接通时间加上所述断开时间等于循环时间，所述方法还包括：

通过对所述跨导电流进行积分，调节所述接通时间；

产生时钟信号；

利用所述时钟信号调节所述循环时间；和

通过调节所述接通时间和所述循环时间，使所述输出电流的大小维持恒定。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述电源转换器具有输入电压，所述方法还包括：

通过对所述跨导电流进行积分，产生积分电流电压；

产生与所述输入电压成反比的充电极限电压；

将所述积分电流电压与所述充电极限电压相比较；和

当所述积分电流电压达到所述充电极限电压时，停止使所述电感器电流流经所述电感器。

4.一种方法，其特征在于，其包括：

利用流经电源转换器的初级电感器的电感器电流，产生电流检测电压，所述电源转换器输出输出电流；

利用所述电流检测电压产生跨导电流；

通过对所述跨导电流进行积分，产生积分电流电压；

将所述积分电流电压与充电极限电压相比较；和

当所述积分电流电压达到所述充电极限电压时，停止使所述电感器电流流经所述初级电感器，通过使所述电感器电流停止流经所述初级电感器来控制所述电源转换器的输出电流。

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，其还包括：

产生时钟信号；和

利用所述时钟信号，起动流经所述初级电感器的所述电感器电流。

6.如权利要求4所述的方法，其特征在于，所述电感器电流在电感器开关的接通时间中流经所述初级电感器，并且所述初级电感器具有电感，所述方法还包括：

利用所述积分电流电压，产生开关信号；和

利用所述开关信号，调节所述电感器开关的接通时间，使得尽管所述初级电感器的电感变化，所述输出电流仍保持恒定在所述预定电流限值。

7.如权利要求4所述的方法，其特征在于，所述电感器电流在电感器开关的接通时间中流经所述初级电感器，并且在所述接通时间中将所述积分电流电压与所述充电极限电压相比较。

8.如权利要求4所述的方法，其特征在于，所述电感器电流在电感器开关的接通时间中流经所述初级电感器，并且所述电感器电流在所述电感器开关的断开时间中不流经所述初级电感器，所述方法还包括：

利用在所述断开时间中从所述电源转换器的辅助电感器两端的电压导出的反馈电压，产生误差电压；和

将所述电流检测电压与所述误差电压相比较。

9.如权利要求4所述的方法，其特征在于，所述电源转换器是反激式转换器。

10.如权利要求4所述的方法，其特征在于，所述电源转换器具有辅助电感器并输出输出电压，所述电源转换器具有在IC封装内的控制器集成电路，并且所述IC封装具有反馈引脚、电流检测引脚和基极引脚，所述方法还包括：

在所述反馈引脚上接收从所述辅助电感器两端的电压导出的反馈电压；

利用所述反馈电压，确定所述输出电压；

在所述电流检测引脚上接收所述电流检测电压；

利用所述电流检测电压，确定所述输出电流；和

利用所述电流检测电压，在所述基极引脚上产生开关信号，当所述开关信号被启用时，所述电感器电流开始流经所述初级电感器，并且当所述开关信号被禁用时，所述电感器电流停止流经所述初级电感器。

11.一种电源转换器，其特征在于，其包括：

电感器，在接通时间期间，流经所述电感器的电感器电流斜坡上升，并且在断开时间期间，所述电感器电流不流经所述电感器；

电流积分器，接收电流检测电压并输出积分电流电压；和

比较器，通过将所述积分电流电压与充电极限电压相比较而产生电流控制信号，当所述电流控制信号被启用时，所述接通时间结束并且所述断开时间开始。

12.如权利要求11所述的电源转换器，其特征在于，所述电流积分器利用所述电流检测电压产生跨导电流，并且所述电流积分器通过对所述跨导电流进行积分来产生所述积分电流电压。

13.如权利要求11所述的电源转换器，其特征在于，其还包括：

振荡器，其产生时钟信号，所述时钟信号起动所述接通时间。

14.如权利要求13所述的电源转换器，其特征在于，所述接通时间加上所述断开时间等于循环时间，并且通过利用所述电流控制信号调节所述接通时间和利用所述时钟信号调节所述循环时间，维持恒定的输出电流。

15.如权利要求11所述的电源转换器，其特征在于，所述电源转换器以恒流模式工作，所述电源转换器还包括：

电感器开关，所述电感器开关由开关信号进行控制，在所述恒流模式中，当所述电流控制信号被启用时，所述开关信号断开所述电感器开关。

16.如权利要求11所述的电源转换器，其特征在于，所述电源转换器以断续导电模式工作。

17.如权利要求11所述的电源转换器，其特征在于，所述电感器具有电感，所述电源转换器输出输出电流，并且所述电流控制信号调节所述接通时间，使得尽管所述电感变化，所述输出电流也不超过预定电流限值。

18.如权利要求11所述的电源转换器，其特征在于，其还包括：

在IC封装内的控制器集成电路，所述IC封装具有电流检测引脚和基极引脚；和

具有集电极、基极和射极的电感器开关，所述集电极耦接到所述电感器，所述基极耦接到所述基极引脚，并且所述射极耦接到所述电流检测引脚。

19.如权利要求11所述的电源转换器，其特征在于，其还包括：

电阻器网络；和

辅助电感器，所述IC封装具有反馈引脚，并且所述辅助电感器通过所述电阻器网络耦接到所述反馈引脚。

20.一种电源转换器，其特征在于，其包括：

电感器，其具有电感，在接通时间期间，电感器电流经过所述电感器斜坡上升，并且所述电源转换器输出输出电流；和

积分装置，对电流进行积分，以调节所述接通时间，使得尽管所述电感变化，所述输出电流也不超过预定电流限值。

21.如权利要求20所述的电源转换器，其特征在于，在断开时间期间所述电感器电流不流经所述电感器，所述接通时间加上所述断开时间等于循环时间，并且所述电源转换器通过调节所述接通时间和所述循环时间而维持恒定输出电流。

22.如权利要求20所述的电源转换器，其特征在于，所述装置通过对所述电流进行积分来产生积分电流电压，所述电源转换器还包括：

比较器，用于将所述积分电流电压与充电极限电压相比较，当所述积分电流电压达到所述充电极限电压时，所述电感器电流停止经过所述电感器斜坡上升。

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