TWI411202B - 電源轉換器的控制器以及電源轉換器的控制方法 - Google Patents

電源轉換器的控制器以及電源轉換器的控制方法 Download PDF

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TWI411202B TW099144838A TW99144838A TWI411202B TW I411202 B TWI411202 B TW I411202B TW 099144838 A TW099144838 A TW 099144838A TW 99144838 A TW99144838 A TW 99144838A TW I411202 B TWI411202 B TW I411202B
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Isaac Y Chen
Jiun Hung Pan
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Description

電源轉換器的控制器以及電源轉換器的控制方法
本發明是有關於電源轉換器，且特別是有關於電源轉換器的控制器及控制方法。
大多數電氣設備例如手機、個人數位助理(PDA)、筆記本電腦等等需要由相對的低壓直流電源來向其供電。因為能量通常是由牆裝電源插座提供的高壓交流電源，因此需要電源轉換器來將高壓交流電源轉換成低壓直流電源，以提供輸出電壓及電流以滿足這些電氣設備的需求。
於操作過程中，電源轉換器使用控制器來調節傳遞至電氣設備(亦即負載)的輸出能量；其中，控制器通常是藉由控制電源關開的導通及截止來調節傳遞至負載的能量。在電源轉換器應用中，由於各個外部電子零件具有最大的容許電流、電壓及額定功率，因此輸出能量限制成為必要以確保所有電子零件工作在安全操作區域。
本發明的目的之一是提供一種電源轉換器的控制器，以提供有效的輸出能量限制機制。
本發明的再一目的是提供一種電源轉換器的控制方法，以提供有效的輸出能量限制機制。
本發明實施例提出的一種電源轉換器的控制器，其包括感測電流積分電路、參考電流積分電路以及驅動訊號產生電路。其中，感測電流積分電路對代表流過電源轉換器的電源開關的導通電流之感測電流進行積分操作而得第一積分結果，參考電流積分電路對參考電流進行積分操作而得第二積分結果，驅動訊號產生電路根據第一積分結果與第二積分結果之間的相對大小關係以及電源轉換器的輸出電壓之狀態共同決定電源開關的切換週期。
在本發明的實施例中，上述之驅動訊號產生電路可包括：第一比較器、第二比較器以及及閘；第一比較器藉由第一積分結果與第二積分結果輸出第一比較結果以代表第一積分結果與第二積分結果之間的相對大小關係，第二比較器藉由比較輸出電壓誤差訊號與參考電壓輸出第二比較結果以代表輸出電壓之狀態，及閘對第一比較結果與第二比較結果進行邏輯與運算而得觸發訊號來決定電源開關之導通時機以及感測電流積分電路與參考電流積分電路之重置時機，藉此決定電源開關的切換週期。進一步的，驅動訊號產生電路還可包括第三比較器，根據與導通電流成比例的感測電壓訊號和預設的峰值電壓之間第三比較結果來決定電源開關之截止時機。更進一步的，驅動訊號產生電路還可包括正反器以及單擊脈衝產生電路，正反器根據觸發訊號與第三比較結果產生驅動訊號來切換電源開關的導通及截止狀態，單擊脈衝產生電路根據驅動訊號產生單擊脈衝以重置感測電流積分電路與參考電流積分電路。
在本發明的實施例中，上述之正反器可為S-R正反器，上述之觸發訊號輸入至S-R正反器的設置端，且第三比較結果輸入至S-R正反器的重置端。
在本發明的實施例中，上述之感測電流積分電路可包括放大器、電流鏡電路、積分電容以及開關元件，其中放大器接收與導通電流成比例的感測電壓訊號並透過電流鏡電路提供感測電流至積分電容進行充電，積分電容的一端接收感測電流且另一端電性耦接至預設電位，開關元件電性耦接於電流鏡電路與積分電容的電連接處和預設電位之間，且感測電流積分電路被重置時開關元件導通以使積分電容放電至預設電位。
在本發明的實施例中，上述之參考電流積分電路可包括電流源、積分電容以及開關元件；其中電流源提供上述之參考電流至積分電容進行充電，積分電容的一端接收參考電流且另一端電性耦接至預設電位，開關元件電性耦接於電流源與積分電容之間的電連接處和預設電位之間，且參考電流積分電路被重置時開關元件導通以使積分電容放電至預設電位。
在本發明的實施例中，上述之電流源可為定電流源；又或者，上述之電流源為變電流源，且參考電流與電源轉換器的輸入電壓之乘積為固定值。
本發明另一實施例提出的一種電源轉換器的控制方法，包括步驟：設定參考電流；感測流過電源轉換器的電源開關的導通電流並對感測到的導通電流進行時間積分而得積分結果；以及利用積分結果和參考電流與積分時間的乘積之間的相對大小關係以及電源轉換器的輸出電壓之狀態共同決定電源開關的切換週期。
在本發明的實施例中，上述之利用積分結果和參考電流與積分時間的乘積之間的相對大小關係以及電源轉換器的輸出電壓之狀態共同決定切換週期之步驟可包括：判斷代表輸出電壓之狀態的輸出電壓誤差訊號是否大於參考電壓；判斷參考電流與積分時間的乘積是否大於或等於積分結果；以及將輸出電壓誤差訊號大於參考電壓且參考電流與積分時間的乘積大於或等於積分結果之時刻作為切換週期的觸發點。
在本發明的實施例中，上述之控制方法更可包括步驟：利用與導通電流成比例的感測電壓訊號和預設的峰值電壓之間的相對大小關係決定切換週期內的導通時間之長度。
在本發明的實施例中，上述之設定參考電流的步驟可包括：感測電源轉換器的直流輸入電壓；以及根據電源轉換器的預設輸入功率與感測到的直流輸入電壓計算出上述之參考電流。又或者，上述之設定參考電流的步驟包括將參考電流設定為固定值。
本發明實施例採用限制輸入固定電流或固定功率的脈頻調變方式來控制輸出能量，只需要簡單的控制電路拓樸且可適用較寬的輸入電壓範圍，進而達成有效控制輸出能量之目的。
為讓本發明之上述和其他目的、特徵和優點能更明顯易懂，下文特舉較佳實施例，並配合所附圖式，作詳細說明如下。
請參閱圖1，其繪示出相關於本發明實施例的控制器所適用的電源轉換器之電路結構示意圖。如圖1所示，電源轉換器10接收交流電壓VAC 經由整流濾波後轉換成直流輸入電壓VIN ，再利用能量傳遞元件200例如變壓器將直流輸入電壓VIN 轉換成直流輸出電壓VOUT 以向負載供電。具體地，於能量傳遞元件200的輸入側主要設置有電源開關PS與控制器100，電源轉換器10透過電阻分壓的方式向控制器100提供電壓訊號Vsns以藉此感測輸入電壓VIN ，控制器100透過獲取感測電阻RCS 上的感測電壓訊號VCS (在此，VCS =ICS *RCS )來獲知代表輸入電流IIN 之流過電源開關PS的導通電流ICS 以藉此感測輸入電流IIN ，並且控制器100透過輸出驅動訊號GATE來控制電源開關PS的導通及截止狀態以藉此調節電源轉換器10的輸出能量；另一方面，於能量傳遞元件200的輸出端提供輸出電壓VOUT 至負載，並且輸出電壓VOUT 的回饋值VFB 與1.25V的參考電壓之間的相對大小會決定發光二極體點亮與否，再藉由光電耦合作用向控制器100提供輸出電壓誤差訊號COMP以藉此感測輸出電壓VOUT 之狀態。
請參閱圖2，其繪示出圖1所示控制器100的一種內部結構示意圖。如圖2所示，控制器100包括感測電流積分電路110、參考電流積分電路130以及驅動訊號產生電路150。
其中，感測電流積分電路100對代表流過電源開關PS的導通電流ICS 的感測電流IC 進行積分操作而得積分結果VC 且於本實施例中包括放大器AMP、電流鏡電路112、積分電容C1與開關元件S1，放大器AMP接收感測電壓訊號VCS 並透過電流鏡電路112提供感測電流IC 至積分電容C1進行充電，在此電阻R1設定為等於(1000*RCS )，因此感測電流IC 近似等於(ICS /1000)；積分電容C1的一端接收感測電流IC 且另一端電性耦接至預設電位例如接地電位，開關元件S1例如為電晶體且電性耦接於電流鏡電路112與積分電容C1的電連接處和預設電位之間，並且當開關元件S1導通時會使積分電容C1快速放電至預設電位以對感測電流積分電路110進行重置。
參考電流積分電路130對電流訊號IT 進行積分操作而得積分結果VT 且於本實施例中包括電流源132、積分電容C2與開關元件S2；電流源132提供電流訊號IT 至積分電容C2進行充電，積分電容C2的一端接收參考電流IT 且另一端電性耦接至預設電位例如接地電位，開關元件S2例如為電晶體且電性耦接於電流源132與積分電容C2之間的電連接處和預設電位之間，並且當開關元件S2導通時會使積分電容C2快速放電至預設電位以對感測電流積分電路130進行重置。本實施例中，因為感測電流IC 設定為等於(ICS/1000)，因此相應地將電流訊號IT 設定為等於(Itarget /1000)，在此Itarget 為參考電流。更具體地，當電源轉換器100採用固定輸入功率模式時，輸入功率P=(VIN *Itarget )*T/T=VIN * I CS dt /T為固定值，T為電源開關PS的切換週期，故可推導出 I CS dt =Itarget *T且Itarget =P/VIN ，因此在固定輸入功率模式下，透過感測輸入電壓VIN 的大小即可計算出參考電流Itarget 的大小，其對應電流源132為變電流源；當電源轉換器100採用固定輸入電流模式時，輸入功率P=(VIN *Itarget )*T/T=VIN * I CS dt /T為非固定值而隨輸入電壓VIN 的變化而變化，故可推導出 I CS dt =Itarget *T，而參考電流Itarget 則可直接設定為固定值，其對應電流源132為定電流源。
承上述，驅動訊號產生電路150根據積分結果VC 與VT 之間的相對大小關係以及輸出電壓VOUT 之狀態共同決定電源開關PS的切換週期T且於本實施例中包括比較器CMP1、CMP2及CMP3、及閘152、S-R正反器154與單擊脈衝產生電路156。其中，比較器CMP1接收積分結果VC 與VT 並根據積分結果VC 與VT 之間的相對大小關係輸出第一比較結果，比較器CMP2接收輸出電壓誤差訊號COMP與參考電壓Vref1並根據輸出電壓誤差訊號COMP與參考電壓Vref1之間的相對大小關係輸出第二比較結果，第一比較結果與第二比較結果輸入至及閘152進行邏輯與運算以產生觸發訊號至S-R正反器154的設置端S；比較器CMP3接收感測電壓訊號VCS 與預設的峰值電壓Vpeak 並根據感測電壓訊號VCS 與預設的峰值電壓Vpeak 之間的相對大小關係輸出第三比較結果至S-R正反器154的設置端R，在此預設的峰值電壓Vpeak =Ipeak *RCS ，Ipeak 為峰值電流；之後，S-R正反器154根據觸發訊號與第三比較結果於其輸出端Q輸出驅動訊號GATE來切換電源開關PS的導通及截止狀態，在此，觸發訊號決定電源開關PS的導通時機，第三比較結果決定電源開關PS的截止時機(亦即決定切換週期T內的導通時間之長度)。單擊脈衝產生電路156於驅動訊號GATE的上升緣產生單擊脈衝來導通開關元件S1及S2以藉此決定感測電流積分電路110與參考電流積分電路130的重置時機。
請參閱圖3及圖4，圖3繪示出輸出電壓誤差訊號COMP與輸出電壓VOUT 的回饋值VFB 之間的關係，圖4繪示出相關於控制器100的多個訊號之時序圖。從圖3中可以得知：當輸出電壓VOUT 的回饋值VFB 小於1.25V時，輸出電壓誤差訊號COMP為大於參考電壓Vref1的高位準，反之當VFB 大於1.25V時，輸出電壓誤差訊號COMP為小於參考電壓Vref1的低位準。
請一併參閱圖2及圖4，(1)於正常負載(normal loading)情形下，例如圖4中的第一個切換週期T1(亦即切換週期T的取值之一)內，於切換週期T的導通時間之起始點，S-R正反器產生的驅動訊號GATE電位跳變為邏輯高，感測電流積分電路110及參考電流積分電路130被快速重置後開始進行積分操作，並且電源開關PS導通而使得導通電流ICS 開始增大；當導通電流ICS 增大至峰值電流Ipeak 時，對應感測電流訊號VCS 增大至預設的峰直電壓Vpeak ，比較器CMP3輸出的第三比較結果為邏輯高，從而S-R正反器被重置而使得其輸出端Q輸出的驅動訊號GATE跳變為邏輯低，電源開關PS截止而進入切換週期T1的截止時間；之後，積分結果VC 會等於目標積分電壓Vtarget ，而積分結果VT 的大小隨時間上升直到等於目標積分電壓Vtarget ，使得比較器CMP1輸出的第一比較結果為邏輯高並維持一段時間，接著當輸出電壓誤差訊號COMP大於參考電壓Vref1時，比較器CMP2輸出的第二比較結果為邏輯高，使得及閘154輸出的觸發訊號為邏輯高而致使S-R正反器156的輸出端Q輸出的驅動訊號GATE電位再次跳變為邏輯高，以藉此表示當前切換週期T1的結束以及下一個切換週期的開始。(2)於過負載(overloading)情形下，例如圖4中的第二個切換週期T2(亦即切換週期T的另一取值)內，於切換週期T2的導通時間之起始點，S-R正反器產生的驅動訊號GATE電位跳變為邏輯高，感測電流積分電路110及參考電流積分電路130被快速重置後開始進行積分操作，並且電源開關PS導通而使得導通電流ICS 開始增大；當導通電流ICS 增大至峰值電流Ipeak 時，對應感測電流訊號VCS 增大至預設的峰直電壓Vpeak ，比較器CMP3輸出的第三比較結果為邏輯高，從而S-R正反器被重置而使得其輸出端Q輸出的驅動訊號GATE跳變為邏輯低，此時感測電流積分電路110的積分結果VC 等於目標積分電壓Vtarget ，電源開關PS截止而進入切換週期T2的截止時間；之後，因輸出電壓VOUT 的回饋值VFB 小於1.25V並維持一段時間而使得比較器CMP2輸出的第二比較結果為邏輯高並維持一段時間，接著當參考電流積分電路130產生的積分結果VT 等於目標積分電壓Vtarget 而使得比較器CMP1輸出的第一比較結果為邏輯高時，及閘154輸出的觸發訊號為邏輯高而致使S-R正反器156的輸出端Q輸出的驅動訊號GATE電位再次跳變為邏輯高，以藉此表示當前切換週期T的結束以及下一個切換週期的開始。從圖4還可以得知，正常負載情形下與過負載情形下的切換週期T1及T2不同(亦即脈頻調變(pulse frequency modulation)模式)且各個切換週期T1及T2內的導通時間(對應驅動訊號GATE為邏輯高)固定。
請參閱圖5，其繪示出相關於本發明實施例的電源轉換器的控制方法之流程圖。如圖5所示，本發明實施例提出的控制方法大致包括步驟：設定參考電流(步驟S100)，於固定輸入功率模式下則透過感測直流輸入電壓來計算出參考電流，而於固定輸入電流模式下則直接設定參考電流為固定值；感測流過電源轉換器的電源開關的導通電流並對感測到的導通電流進行時間積分而得積分結果(步驟S200)；利用積分結果和參考電流與積分時間的乘積(Itarget *T)之間的相對大小關係以及電源轉換器的輸出電壓之狀態共同決定電源開關的切換週期T(步驟S300)，例如將參考電流與積分時間的乘積(Itarget *T)大於或等於積分結果且輸出電壓誤差訊號COMP大於參考電壓Vref1之時刻作為切換週期T的觸發點，而相鄰兩個觸發點之間的時間間隔則為單個切換週期T的時間長度。
綜上所述，本發明實施例採用限制輸入固定電流或固定功率的脈頻調變方式來控制輸出能量，只需要簡單的控制電路拓樸且可適用較寬的輸入電壓範圍例如96V~340V甚至更寬，進而達成有效控制輸出能量之目的(因為能量轉換效率=輸出能量/輸入能量<1)。
另外，任何悉此技藝者可對本發明上述實施例中的控制器及其所適用的電源轉換器之電路結構作適當變更設計，例如變更利用電阻分壓的方式為感測導通電流ICS 之轉換速率(slew rate)的方式來感測直流輸入電壓VIN ，變更S-R正反器為其他類型的正反器、將各個切換週期T內的導通時間固定變更為截止時間固定等等，這些適當的變更均應包含於本發明的發明構想。
雖然本發明已以較佳實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何熟習此技藝者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可作些許之更動與潤飾，因此本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。
10．．．電源轉換器
VAC ．．．交流電壓
VIN ．．．直流輸入電壓
IIN ．．．輸入電流
Vsns．．．電壓訊號
200．．．能量傳遞元件
VOUT ．．．輸出電壓
VFB ．．．輸出電壓的回饋值
ICS ．．．導通電流
RCS ．．．感測電阻
100．．．控制器
110．．．感測電流積分電路
112．．．電流鏡電路
AMP．．．放大器
IC ．．．感測電流
C1、C2．．．積分電容
S1、S2．．．開關元件
VCS ．．．感測電壓訊號
R1．．．電阻
VC 、VT ．．．積分結果
130．．．參考電流積分電路
132．．．電流源
IT ．．．電流訊號
150．．．驅動訊號產生電路
CMP1、CMP2、CMP3．．．比較器
152．．．及閘
154．．．S-R正反器
156．．．單擊脈衝產生電路
COMP．．．輸出電壓誤差訊號
Vref1．．．參考電壓
Vpeak ．．．預設的峰值電壓
GATE．．．驅動訊號
Ipeak ．．．峰值電流
Itarget ．．．參考電流
Vtarget ．．．目標積分電壓
T．．．切換週期
S100、S200、S300．．．步驟
圖1繪示出相關於本發明實施例的控制器所適用的電源轉換器之電路結構示意圖。
圖2繪示出圖1所示控制器的一種內部結構示意圖。
圖3繪示出圖1所示輸出電壓誤差訊號與輸出電壓的回饋值之間的關係。
圖4繪示出相關於圖2所示的控制器的多個訊號之時序圖。
圖5繪示出相關於本發明實施例的電源轉換器的控制方法之流程圖。
100．．．控制器
112．．．電流鏡電路
110．．．感測電流積分電路
AMP．．．放大器
IC ．．．感測電流
C1、C2．．．積分電容
S1、S2．．．開關元件
VCS ．．．感測電壓訊號
R1．．．電阻
VC 、VT ．．．積分結果
130．．．參考電流積分電路
132．．．電流源
IT ．．．電流訊號
150．．．驅動訊號產生電路
CMP1、CMP2、CMP3．．．比較器
152．．．及閘
154．．．S-R正反器
156．．．單擊脈衝產生電路
COMP．．．輸出電壓誤差訊號
Vref1．．．參考電壓
Vpeak ．．．預設的峰值電壓
GATE．．．驅動訊號

Claims (14)

  1. 一種電源轉換器的控制器，包括：一感測電流積分電路，對代表流過該電源轉換器的一電源開關的導通電流之一感測電流進行積分操作而得一第一積分結果；一參考電流積分電路，對一參考電流進行積分操作而得一第二積分結果；以及一驅動訊號產生電路，根據該第一積分結果與該第二積分結果之間的相對大小關係以及該電源轉換器的一輸出電壓之狀態，共同決定該電源開關的切換週期。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的控制器，其中該驅動訊號產生電路包括：一第一比較器，藉由比較該第一積分結果與該第二積分結果輸出一第一比較結果以代表該第一積分結果與該第二積分結果之間的相對大小關係；一第二比較器，藉由比較一輸出電壓誤差訊號與一參考電壓輸出一第二比較結果以代表該輸出電壓之狀態；以及一及閘，對該第一比較結果與該第二比較結果進行邏輯與運算而得一觸發訊號來決定該電源開關之導通時機以及該感測電流積分電路與該參考電流積分電路之重置時機，藉此決定該電源開關的切換週期。
  3. 如申請專利範圍第2項所述的控制器，其中該驅動訊號產生電路更包括：一第三比較器，根據與該導通電流成比例的一感測電壓訊號和一預設的峰值電壓之間的一第三比較結果來決定該電源開關之截止時機。
  4. 如申請專利範圍第3項所述的控制器，其中該驅動訊號產生電路更包括：一正反器，根據該觸發訊號與該第三比較結果產生一驅動訊號來切換該電源開關的導通及截止狀態；以及一單擊脈衝產生電路，根據該驅動訊號產生一單擊脈衝以重置該感測電流積分電路與該參考電流積分電路。
  5. 如申請專利範圍第4項所述的控制器，其中該正反器為一S-R正反器，該觸發訊號輸入至該S-R正反器的設置端，且該第三比較結果輸入至該S-R正反器的重置端。
  6. 如申請專利範圍第1項所述的控制器，其中該感測電流積分電路包括一放大器、一電流鏡電路、一積分電容以及一開關元件；該放大器接收與該導通電流成比例的一感測電壓訊號並透過該電流鏡電路提供該感測電流至該積分電容進行充電，該積分電容的一端接收該感測電流且另一端電性耦接至一預設電位，該開關元件電性耦接於該電流鏡電路與該積分電容的電連接處和該預設電位之間，且該感測電流積分電路被重置時該開關元件導通以使該積分電容放電至該預設電位。
  7. 如申請專利範圍第1項所述的控制器，其中該參考電流積分電路包括一電流源、一積分電容以及一開關元件；該電流源提供該參考電流至該積分電容進行充電，該積分電容的一端接收該參考電流且另一端電性耦接至一預設電位，該開關元件電性耦接於該電流源與該積分電容之間的電連接處和該預設電位之間，且該參考電流積分電路被重置時該開關元件導通以使該積分電容放電至該預設電位。
  8. 如申請專利範圍第7項所述的控制器，其中該電流源為定電流源。
  9. 如申請專利範圍第7項所述的控制器，其中該電流源為變電流源，且該參考電流與該電源轉換器的輸入電壓之乘積為固定值。
  10. 一種電源轉換器的控制方法，包括步驟：設定一參考電流；感測流過該電源轉換器的一電源開關的一導通電流並對該感測到的導通電流進行時間積分而得一積分結果；利用該積分結果和該參考電流與積分時間的乘積之間的相對大小關係以及該電源轉換器的一輸出電壓之狀態共同決定該電源開關的切換週期。
  11. 如申請專利範圍第10項所述的控制方法，其中利用該積分結果和該參考電流與積分時間的乘積之間的相對大小關係以及該電源轉換器的輸出電壓之狀態共同決定該切換週期之步驟包括：判斷代表該輸出電壓之狀態的一輸出電壓誤差訊號是否大於一參考電壓；判斷該參考電流與該積分時間的乘積是否大於或等於該積分結果；以及將該輸出電壓誤差訊號大於該參考電壓且該參考電流與該積分時間的乘積大於或等於該積分結果之時刻作為該切換週期的觸發點。
  12. 如申請專利範圍第10項所述的控制方法，更包括步驟：利用與該導通電流成比例的一感測電壓訊號和一預設的峰值電壓之間的相對大小關係決定該切換週期內的導通時間之長度。
  13. 如申請專利範圍第10項所述的控制方法，其中該設定該參考電流之步驟包括：感測該電源轉換器的一直流輸入電壓；以及根據該電源轉換器的一預設輸入功率與感測到的直流輸入電壓計算出該參考電流。
  14. 如申請專利範圍第10項所述的控制方法，其中該設定該參考電流之步驟包括：將該參考電流設定為固定值。
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