TW201448411A - 在非同步模式中使用同步轉換器以避免在電池充電期間之電流反向 - Google Patents

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Abstract

藉由以下步驟最佳化一切換模式電源供應器(SMPS)之效率：在正自該SMPS供應之電流小於一特定電流值時，在一非同步模式中操作該SMPS；及在正自該SMPS供應之該電流等於或大於該特定電流值時，在一同步模式中操作該SMPS。在該SMPS正在該同步模式中操作時，高側功率電晶體及低側功率電晶體交替地接通及關斷。在該SMPS正在該非同步模式中操作時，僅該高側功率電晶體接通及關斷且該低側功率電晶體保持關斷。在用該SMPS為一電池充電時，在以一低電流輸出在該非同步模式中操作時消除該電池之放電。

Description

在非同步模式中使用同步轉換器以避免在電池充電期間之電流反向
本發明係關於切換模式電源供應器(SMPS)電池充電器，且更特定而言係關於一種在一非同步模式中使用一同步SMPS以避免在電池充電期間之電流反向之方式。
高功率切換模式電源供應器(SMPS)電池充電器需要同步整流轉換器以達成高效率。然而，在同步整流轉換器在一不連續導電模式(DCM)中操作時，存在同步整流轉換器將自正在充電達一短時間段之電池汲取電流並將彼電流注入至同步整流轉換器之輸入側(電源)之一可能性。另外，SMPS之效率受損，此乃因整流電晶體可在DCM操作期間使輸出電容器放電。此現象被稱作電池電流反向並可導致對SMPS之同步整流轉換器之損壞。當在一非同步整流轉換器中使用二極體整流時，從不發生一SMPS中之電池電流反向，此乃因與允許電流在兩個方向上流動之一功率金屬氧化物半導體場效應電晶體(MOSFET)相比，二極體僅允許電流在一個方向(正確方向)上流動。但當在一SMPS電池充電器中使用一非同步整流轉換器來代替較高效率之同步整流轉換器時，效率係較低的。此在設計高功率電容電池充 電器(舉例而言，電動車輛充電站)時係非常重要的。
對電池電流反向之上述問題之先前技術解決方案係將一功率二極體放置成與正在充電之電池串聯，但此並非一理想解決方案，此乃因功率二極體將在高電流電池充電位準下耗散大量功率。另一先前技術解決方案係將一高電流開關放置成與正在充電之電池串聯，但需要額外組件，其中高功率組件可係昂貴的。又一先前技術解決方案係迫使一正常同步整流轉換器進入一個二極體仿真模式之操作以便模擬其非同步操作。此需要一極快速比較器來偵測SMPS電感器電流在何時下降至實質上零且然後在其後同期地停用低側功率MOSFET，直至又存在電感器電流為止。
因此，需要一種在可致使一高功率SMPS電池充電器之一不連續操作模式之低電流或無電流操作期間維持該大功率SMPS電池充電器之高效率而不需要自正在充電之電池汲取電流的方式。
根據一實施例，一種具有可選擇非同步及同步轉換器模式之切換模式電源供應器(SMPS)可包括：一高側功率電晶體；一低側功率電晶體，其與該高側功率電晶體串聯耦合，其中該高側功率電晶體亦可耦合至一電源且該低側功率電晶體亦可耦合至一共同電源；一功率二極體，其與該低側功率電晶體並聯耦合；一濾波電容器；一功率電感器，其具有耦合至該高側功率電晶體與該低側功率電晶體之間的一接面之一第一端及耦合至該濾波電容器之一第二端；一電流感測器；及一功率控制器，其具有耦合至該高側功率電晶體之一控制輸入之一高驅動輸出、耦合至該低側功率電晶體之一控制輸入之一低驅動輸出、耦合至該濾波電容器之一電壓感測輸入，以及耦合至該電流感測器之一電流感測輸入；其中在由該電流感測器量測之一電流可小於一特定電流值時，該功率控制器僅接通及關斷該高側功率電晶體且維持 該低側功率電晶體關斷，且在由該電流感測器量測之該電流可等於或大於該特定電流值時，該功率控制器接通並關斷該高側功率電晶體且關斷並接通該低側功率電晶體，藉以在該高側功率電晶體可係接通的時，該低側功率電晶體可係關斷的時，且在該高側功率電晶體可係關斷的時，該低側功率電晶體可係接通的。
根據又一實施例，該控制器當在該高側功率電晶體及該低側功率電晶體兩者中之一者可返回接通之前該等功率電晶體可皆係關斷的時提供一空載時間。根據又一實施例，該高側功率電晶體及該低側功率電晶體可係功率金屬氧化物半導體(MOS)場效應電晶體(FET)且該功率二極體包括該低側功率MOSFET之一主體二極體。根據又一實施例，該功率控制器包括一脈衝寬度調變(PWM)產生器及一雙功率電晶體驅動器。根據又一實施例，該功率控制器包括一微控制器。根據又一實施例，一電池可耦合至該功率電感器之該第二端，其中藉此可為該電池充電。根據又一實施例，該特定電流值可實質上小於該SMPS之一最大電流值。根據又一實施例，該特定電流值可大於零安培。根據又一實施例，在由該電流感測器量測之該電流可小於該特定電流值時，該SMPS可在該非同步轉換器模式中操作。根據又一實施例，在由該電流感測器量測之該電流可等於或大於該特定電流值時，該SMPS可在該同步轉換器模式中操作。
根據另一實施例，一種具有可選擇非同步及同步轉換器模式之切換模式電源供應器(SMPS)可包括：一高側功率電晶體；一低側功率電晶體，其與該高側功率電晶體串聯耦合；一功率二極體，其與該低側功率電晶體並聯耦合；一濾波電容器，其與該等串聯連接之高側功率電晶體及低側功率電晶體並聯耦合；一功率電感器，其具有耦合至該高側功率電晶體與該低側功率電晶體之間的一接面之一第一端及耦合至一電源之一第二端；一電流感測器；及一雙功率電晶體驅動 器，其具有耦合至該高側功率電晶體之一控制輸入之一高驅動輸出、耦合至該低側功率電晶體之一控制輸入之一低驅動輸出，以及經調適用於接收三個電壓位準之一脈衝寬度調變(PWM)輸入，其中在該PWM輸入可處於一低邏輯位準時，可確證該低驅動輸出且該低側功率電晶體可係接通的，在該PWM輸入可處於一高邏輯位準時，可確證該高驅動輸出且該高側功率電晶體可係接通的，且在該PWM輸入可處於一半邏輯位準時，可撤銷確證該高驅動輸出及該低驅動輸出兩者且該高側功率電晶體及該低側功率電晶體兩者可係關斷的；第一電阻器及第二電阻器，其具有耦合至該雙功率電晶體驅動器之該PWM輸入之第一端，其中該第一電阻器及該第二電阻器可係實質上相同的電阻；及一微控制器，其具有耦合至該第一電阻器之一第二端之一PWM輸出、耦合至該第二功率電阻器之一第二端之一數位輸出、耦合至該濾波電容器之一電壓感測輸入，以及耦合至該電流感測器之一電流感測輸入；其中該微控制器自其該PWM輸出供應一PWM信號並具有藉由比較該濾波電容器上之一電壓與一電壓參考而判定之一工作循環；其中在由該電流感測器量測之一電流可小於一特定電流值時，來自該數位輸出之一邏輯位準可與來自該PWM輸出之一邏輯位準相反且該PWM輸入可處於該半邏輯位準，且在由該電流感測器量測之該電流可等於或大於該特定電流值時，來自該數位輸出之該邏輯位準可處於與來自該PWM輸出之該邏輯位準相同之邏輯位準，且該PWM輸入可處於與來自該微控制器之該PWM輸出相同之邏輯位準。
根據又一實施例，該高側功率電晶體及該低側功率電晶體係功率金屬氧化物半導體(MOS)場效應電晶體(FET)且該功率二極體包括該低側功率MOSFET之一主體二極體。根據又一實施例，一電池可耦合至該濾波電容器，其中藉此可為該電池充電。根據又一實施例，該特定電流值可實質上小於該SMPS之一最大電流值。根據又一實施 例，該特定電流值可大於零安培。根據又一實施例，在由該電流感測器量測之該電流可小於該特定電流值時，該SMPS可在該非同步轉換器模式中操作。根據又一實施例，在由該電流感測器量測之該電流可等於或大於該特定電流值時，該SMPS可在該同步轉換器模式中操作。
根據又一項實施例，一種用於最佳化一切換模式電源供應器(SMPS)之效率之方法可包括以下各項步驟：在正自該SMPS供應之電流可小於一特定電流值時，在一非同步模式中操作該SMPS；及在正自該SMPS供應之該電流可等於或大於該特定電流值時，在一同步模式中操作該SMPS。
根據該方法之又一實施例，在該SMPS可在該同步模式中操作時，高側功率電晶體及低側功率電晶體可交替地接通及關斷。根據該方法之又一實施例，在該SMPS可在該非同步模式中操作時，僅該高側功率電晶體可接通及關斷且該低側功率電晶體可保持關斷。
100‧‧‧一非同步轉換器
108‧‧‧控制器
110‧‧‧輸出電容器/電容器
112‧‧‧電感器
116‧‧‧電源金屬氧化物半導體場效應電晶體/第一功率開關/高側電源金屬氧化物半導體場效應電晶體
118‧‧‧功率二極體/第二功率開關/二極體
120‧‧‧啟動電容器
200‧‧‧同步轉換器/同步降壓型轉換器
208‧‧‧控制器
210‧‧‧輸出電容器/電容器
212‧‧‧電感器/功率電感器
216‧‧‧高側電源金屬氧化物半導體場效應電晶體/高開關
218‧‧‧低側電源金屬氧化物半導體場效應電晶體/低開關
219‧‧‧主體二極體
220‧‧‧電容器/啟動電壓電容器/啟動電容器
322‧‧‧電池
400‧‧‧切換模式電源供應器/切換模式電源供應器電池充電器/可選擇非同步及同步轉換器
408‧‧‧微控制器
424‧‧‧輸出電流感測器
500‧‧‧切換模式電源供應器/切換模式電源供應器電池充電器
508‧‧‧雙金屬氧化物半導體場效應電晶體驅動器
524‧‧‧脈衝寬度調變產生器
600‧‧‧切換模式電源供應器/切換模式電源供應器電池充電器
608‧‧‧雙金屬氧化物半導體場效應電晶體驅動器
610‧‧‧輸出電容器
622‧‧‧電池
624‧‧‧輸入電容器
626‧‧‧微控制器
628‧‧‧分壓電阻器
630‧‧‧分壓電阻器
632‧‧‧脈衝寬度調變輸入
634‧‧‧輸入/輸出接腳
708‧‧‧控制電路
750‧‧‧功率電感器電流量測電路
752‧‧‧電壓比較電路/電流及電壓電路
754‧‧‧過電流偵測器/電流及電壓電路
756‧‧‧欠電壓及過電壓偵測器/電流及電壓電路
758‧‧‧脈衝寬度調變產生器
762‧‧‧記憶體
764‧‧‧功能方塊
766‧‧‧偏壓產生器、電流及電壓參考電路/電壓參考電路
HDR‧‧‧高驅動/高驅動信號
IL‧‧‧電流
LDR‧‧‧低驅動/低驅動信號
Vin‧‧‧供應電壓/輸入側
Vout‧‧‧輸出電壓
+Vsen‧‧‧預定義設定點電壓
-Vsen‧‧‧預定義設定點電壓
參考結合附圖所進行以下說明可更完全地理解本發明，附圖中：圖1圖解說明具有一非同步轉換器之一典型SMPS之一示意圖；圖2圖解說明具有一同步轉換器之一典型SMPS之一示意圖；圖3圖解說明用於為一電池充電之具有一同步轉換器之一SMPS之一通用示意圖；圖4圖解說明根據本發明之一特定實例性實施例之用於為一電池充電之具有可選擇非同步及同步轉換器模式之一SMPS的一示意圖；圖5圖解說明根據本發明之另一特定實例性實施例之用於為一電池充電之具有可選擇非同步及同步轉換器模式之一SMPS的一示意圖；及 圖6圖解說明根據本發明之又一特定實例性實施例之用於為一電池充電之具有可選擇非同步及同步轉換器模式之一SMPS的一示意圖；及圖7圖解說明根據本發明之特定實例性實施例之在圖4中所展示之一控制電路之一更詳細示意性方塊圖。
雖然本發明易於作出各種修改及替代形式，但在圖式中是展示並在本文中詳細闡述其特定實例性實施例。然而，應瞭解，本文對特定實例性實施例之說明並非意欲將本發明限制於本文所揭示之特殊形式，而是相反，如本發明意欲涵蓋隨附申請專利範圍所界定之所有修改及等效形式。
為在一同步切換模式電源供應器(SMPS)之不連續導電模式(DCM)操作期間規避電池電流反向及效率問題，在處於低輸出電流時，用非同步方式驅動SMPS轉換器係足夠的。此可藉由僅使用主電晶體開關來完成且允許整流電晶體之主體二極體或與其平行之一額外二極體進行其餘部分。其中可在輸出充電電流舉例而言在連續導電模式(CCM)期間再次係足夠高的時重新啟用同步轉換器整流模式，或在輸出充電電流小於一預定電流值時停用該同步轉換器整流模式。
另一方式係使用一SMPS驅動器積體電路(IC)裝置，諸如，舉例而言(但不限於)，一Microchip MCP14628同步降壓型功率金屬氧化物半導體場效應電晶體(MOSFET)驅動器，說明書可在Microchip.com處獲得，且特此出於所有目的以引用之方式併入本文中。MCP14628或具有類似能力之任何其他SMPS驅動器IC可使用如下文更充分闡述之脈衝寬度調變(PWM)輸入之半供應偏壓特徵及兩個額外電阻器。
現參考圖式，其示意性地圖解說明特定實例性實施例之細節。圖式中，將由相同編號表示相同元件，且將由帶有一不同小寫字母後 綴之相同編號表示相似元件。
參考圖1，其繪示具有一非同步轉換器之一典型SMPS之一示意圖。通常由編號100表示之一SMPS之一非同步轉換器包括：一控制器108、一第一功率開關(功率電晶體)(舉例而言，一電源金屬氧化物半導體場效應電晶體(MOSFET))116、一第二功率開關(功率電晶體)(舉例而言，一功率二極體)118、一電感器112、一啟動電容器(boot capacitor)120及一輸出電容器110。第一功率開關116及第二功率開關118控制至在Vout下連接之一負載(未展示)之功率。在第一功率開關116係接通時，一供應電壓Vin為電感器112及電容器110充電，藉以將電流供應至負載(未展示)。在電容器110上之一電壓達到經量測處於+Vsen及-Vsen之一預定義設定點電壓時，控制器108關斷第一功率開關116，藉此中斷流動穿過電感器112之電流IL。在無用於電流IL之路徑之情況下，電感器112將抵抗以由圍繞電感器線圈之崩潰磁場致使之一大電壓尖峰形式之此改變。此崩潰磁場致使產生反向極性之一電壓。其中此反向極性電壓施加正向偏壓於第二功率開關118(二極體)，第二功率開關118(二極體)現在提供一電流路徑以使電流IL在與在由控制器108關斷第一功率開關116之前相同的方向上繼續流動穿過電感器112。在電流IL在第二功率開關118(二極體)中流動時，第二功率開關118被稱為處於一「空轉」模式。在輸出電壓Vout下降低於預定義設定點電壓時，控制器108將返回接通第一功率開關116。藉以第二功率開關118(二極體)將再次被施以反向偏壓且穿過電感器112之所有電流將透過第一功率開關116自供應電壓Vin提供。第一功率開關116接通及關斷之此循環繼續以便維持輸出電壓Vout實質上處於預定義設定點電壓。
參考圖2，其繪示具有一同步轉換器之一典型SMPS之一示意圖。通常由編號200表示之一SMPS之一同步轉換器包括：一控制器208、 一第一功率開關(功率電晶體)(在下文中稱為「高側MOSFET 216」)、一第二功率開關(功率電晶體)(在下文中稱為「低側MOSFET 218」)、一電感器212、一啟動電容器220及一輸出電容器210。高側MOSFET 216及低側MOSFET218分別控制至在Vout下連接之一負載(未展示)之功率。在高側MOSFET 216係接通的時，一供應電壓Vin為電感器212及電容器210充電，藉以將電流供應至負載(未展示)。在電容器210上之一電壓達到經量測處於+Vsen及-Vsen之一預定設定點電壓時，控制器208關斷高側MOSFET 216，藉此中斷流動穿過電感器212之電流IL。低側MOSFET 218亦可稱為「同步MOSFET」且高側MOSFET 216亦可稱為「切換/控制MOSFET」。
在SMPS 200之穩態條件下，驅動低側MOSFET 218使得其相對於高側MOSFET 216係互補的，亦即，在高側MOSFET 216係接通的時，低側MOSFET 218係關斷的。控制器208在維持輸出電壓Vout實質上處於預定設定點電壓下之工作循環下接通及關斷高側MOSFET 216，且關斷及接通低側MOSFET 218。
在非同步轉換器拓撲及同步轉換器拓撲(分別在圖1及圖2中)中，有效功率開關係控制何時在電感器112、212中聚集能量且何時迫使其中之電流IL開始空轉之高側MOSFET 116、216。同步轉換器之一優點係較高的轉換效率，此乃因低側MOSFET 218中之功率損耗小於一二極體118中之功率損耗。然而，在同步轉換器在DCM中操作且被用作一電池充電器時可存在問題。在處於DCM中時，一同步轉換器可發生電池電流反向，此乃因低側MOSFET 218在兩個方向上傳導電流。在處於DCM中時，此將不會在一非同步轉換器中發生，此乃因二極體118僅在一個方向上傳導電流。
參考圖3，其繪示用於為一電池充電之具有一同步轉換器之一SMPS的一示意圖。在圖2中所展示且在上文闡述之同步轉換器200連 接至一電池322。自電池322側看見之同步降壓型轉換器200係其中啟動條件係成問題的之一升壓型轉換器。用於降壓型轉換器(在處於DCM中時)之一極小工作循環係用於升壓型轉換器之一極大工作循環。在同步轉換器在DCM中操作時，存在自一短時間段之電池汲取電流並將該電流往回注入至電源Vin中之一可能性。在輸入側上亦將存在大電壓尖峰(Vin)。此相同問題將出現在同步單端主電感器轉換器(SEPIC)及相反的SEPIC或ZETA轉換器中。
在將一SMPS同步轉換器用作一電池充電器時，對上述問題之先前技術解決方案係(舉例而言)：使用與電池串聯之一功率二極體，但該二極體具有高功率耗散；使用與電池串聯之一開關，但該開關需要用於控制之額外組件。在一個二極體仿真模式中使用同步轉換器，其中當電感器212電流IL在DCM期間下降至零時，一極快速比較器(未展示)關斷低側MOSFET 218。
參考圖4，其繪示根據本發明之一特定實例性實施例之用於為一電池充電之具有可選擇非同步及同步轉換器模式之一SMPS的一示意圖。通常由編號400表示之用於為一電池充電之具有可選擇非同步及同步轉換器模式之一SMPS：一微控制器408、一第一功率開關(功率電晶體)(在下文中稱為「高側MOSFET 216」)、一第二功率開關(功率電晶體)(在下文中稱為「低側MOSFET 218」)、一電感器212、一啟動電容器220、一輸出電容器210、一輸出電流感測器424及一電池322。除供應至電池322之電流可由輸出電流感測器424量測外，SMPS電池充電器400以與在圖2中展示且在上文闡述之同步轉換器200實質上相同之方式起作用。
在所量測輸出電流小於一特定電流值(舉例而言，低電流值)時，可停用同步轉換器整流，且在(舉例而言)硬傳導上僅驅動高側MOSFET 216。在低輸出電流期間，完全不驅動(關斷)低側MOSFET 218且其主體二極體219與在圖1中所展示之功率二極體118起相同作用。與低側MOSFET 218並聯耦合之一功率二極體(未展示)亦可用於與主體二極體219相同之目的。在輸出電流大於特定電流值時，使用高側MOSFET 216及低側MOSFET 218兩者之同步轉換器操作可用於最佳效率。特定電流值不係臨界的，且量測電池充電電流亦不需要複雜高速電路(舉例而言，高速電壓比較器)。一簡單樣本及類比轉數位轉換電路可用於為微控制器408供應近似輸出電流量測資訊。對於在圖4中所展示之SMPS轉換器之非同步啟動，可向低側MOSFET 218要求數個脈衝以為啟動電容器220充電。
以下被涵蓋且在本發明之範疇內：具有空載時間控制以及捕捉、比較及脈衝寬度調變(PWM)(CCP)能力之任一類型之微控制器及諸如此類者可用於在圖4中所展示之電路中。熟習數位積體電路及切換模式電源供應器之該項技術且受益於本發明者可將本發明之教示應用於特定電池充電器電路設計。驅動高側MOSFET 216及低側MOSFET 218之微控制器應具有CCP能力，且較佳地增強型CCP(ECCP)能力。具有ECCP能力之一微控制器將提供可程式化死帶延遲及增強型PWM自動停機。參見「PIC Microcontroller CCP and ECCP Tips 'n Tricks」第3章，可在www.microchip.com上獲得，且特此出於所有目的以引用之方式併入本文中。
參考圖5，其繪示根據本發明之另一特定實例性實施例之用於為一電池充電之具有可選擇非同步及同步轉換器模式之一SMPS的一示意圖。通常由編號500表示之用於為一電池充電之具有可選擇非同步及同步轉換器模式之一SMPS包括：一脈衝寬度調變(PWM)產生器524、一雙MOSFET驅動器508、一第一功率開關(功率電晶體)(在下文中稱為「高側MOSFET 216」)、一第二功率開關(功率電晶體)(在下文中稱為「低側MOSFET 218」)、一電感器212、一啟動電容器 220、一輸出電容器210、一輸出電流感測器424及一電池322。SMPS電池充電器500以與在圖4中展示且在上文闡述之可選擇非同步及同步轉換器400實質上相同之方式起作用，除微控制器408已被PWM產生器524及雙MOSFET驅動器508替換之外，其其他操作係相同的。雙MOSFET驅動器508可係(舉例而言，但不限於)一Microchip MCP14700雙輸入同步MOSFET驅動器，其中其更詳細闡述及規格可在www.microchip.com上獲得，且特此出於所有目的以引用之方式併入本文中。
參考圖6，其繪示根據本發明之又一特定實例性實施例之用於為一電池充電之具有可選擇非同步及同步轉換器模式之一同步SMPS的一示意圖。通常由編號600表示之用於為一電池充電之具有可選擇非同步及同步轉換器模式之一SMPS包括：具有CCP能力之一微控制器626、一雙MOSFET驅動器608、一第一功率開關(功率電晶體)(在下文中稱為「高側MOSFET 216」)、一第二功率開關(功率電晶體)(在下文中稱為「低側MOSFET 218」)、一電感器212、一啟動電容器220、一輸入電容器624、一輸出電容器610、一輸出電流感測器424及一電池622。SMPS電池充電器600經組態為一「升壓模式」轉換器。
雙MOSFET驅動器608具有一獨特能力，其中雙MOSFET驅動器608之一PWM輸入632經調適用於控制高電流低驅動LDR信號及高驅動HDR信號。取決於PWM輸入信號之狀態，此等信號具有三個不同操作模式。PWM輸入上之一邏輯低邏輯位準將致使低驅動信號LDR係高的且高驅動信號HDR係低的。在PWM信號過渡至一邏輯高時，低驅動信號LDR變低且高驅動信號HDR變高。在PWM輸入632處之信號被設定為實質上等於邏輯低電壓與邏輯高電壓之間的電壓差之二分之一(在下文中稱為「半邏輯位準」)的一值時，發生PWM驅動信號之第三操作模式。
在PWM信號停留在半邏輯位準電壓處達約175毫微秒(通常)時，雙MOSFET驅動器608停用低驅動LDR信號及高驅動HDR信號兩者。此等驅動信號中之兩者被拉低且保持處於低的，直至PWM輸入632處之PWM信號(舉例而言)朝邏輯低位準或邏輯高位準移動超過半邏輯位準為止，其後雙MOSFET驅動器608移除驅動信號之停機狀態且返回至其正常同步操作。微控制器626之一可程式化輸入/輸出(1/O)接腳634可與具有實質上相同值(舉例而言，1000歐姆)之兩個分壓電阻器628及630組合使用以提供三個邏輯位準狀態。
舉例而言，(1)在I/O接腳634處於一高邏輯位準且來自微控制器626之PWM輸出636處於一高邏輯位準時，PWM輸入632處之信號將處於高邏輯位準；(2)在I/O接腳634處於一高邏輯位準且PWM輸出636處於一低邏輯位準時，PWM輸入632處之信號將處於半邏輯位準；(3)在I/O接腳634處於一低邏輯位準且PWM輸出636處於一低邏輯位準時，PWM輸入632處之信號將處於低邏輯位準；且(4)在I/O接腳634處於一低邏輯位準且PWM輸出636處於一高邏輯位準時，PWM輸入632處之信號將處於半邏輯位準。藉由使用PWM輸出636及I/O接腳634組合(1)及(3)，SMPS 600將在一正常同步模式中操作。藉由使用PWM輸出636及I/O接腳634組合(2)或(4)，SMPS 600將在一非同步模式中操作。雙MOSFET驅動器608可係(舉例而言，但不限於)一Microchip MCP14628，其中其更詳細闡述及規格可在www.microchip.com上獲得，且特此出於所有目的以引用之方式併入本文中。
參考圖7，其繪示根據本發明之特定實例性實施例之如在圖4中所展示之一控制器之一更詳細示意性方塊圖。控制電路708(舉例而言，一具有經混頻信號能力(類比及數位功能兩者)之微控制器)可包括：具有記憶體762之一數位處理器、具有由功能方塊764表示之死帶邏輯之高及低開關驅動器、偏壓產生器、電流及電壓參考電路766、 欠電壓及過電壓偵測器756、一PWM產生器758、一過電流偵測器754、一電壓比較電路752，以及一功率電感器電流量測電路750。
功能方塊764之高及低開關驅動器耦合至高開關216及低開關218且控制高開關216及低開關218何時接通及關斷。除了功能方塊764之死帶邏輯避免高開關216及低開關218同時接通(「不熄弧」)，較佳地，存在其中高開關216及低開關218兩者皆關斷之一死帶。PWM產生器758控制功率電感器212何時耦合至電源Vin及由電源Vin充電多長時間。
啟動電壓電容器220供應功率至偏壓產生器、電流及電壓參考電路766，電流及電壓參考電路766又供應由電流及電壓電路752、754及756使用之精確電流及電壓參考值。電壓比較電路752量測輸出電壓且比較該輸出電壓與來自電壓參考電路766之一參考電壓VREF。表示一所要電壓值與實際輸出電壓值之間的差異之來自電壓比較電路752的一誤差信號施加至PWM產生器758之一誤差輸入，其中PWM產生器758調整其脈衝波形輸出以使彼差最小化。針對非所要(舉例而言，異常)條件(舉例而言，電感器電流超出容許設計限制，輸入電壓高於或低於一設計操作輸入電壓範圍)，過電流偵測器754監視通至功率電感器212之電流，且欠電壓及過電壓偵測器756監視通至SMPS之輸入電壓。功率電感器電流量測電路750量測SMPS功率電感器電流。以下被涵蓋且在本發明之範疇內：可使用用於量測穿過功率電感器212之電流之任一方法及/或電路，且熟習SMPS系統之設計且受益於本發明者將理解如何實施此一電流量測電路。在由Scott Dearborn於2010年12月3日申請之共同擁有之美國專利申請案第12/959,837號中更完整地闡述各種電感器電流量測電路，且該申請案特此出於所有目的以引用之方式併入本文中。
儘管已參考本發明之實例性實施例來繪示、闡述及定義本發明 之各實施例，但此等參考並不意味著對本發明之一限制，且不應推斷出存在此限制。所揭示之標的物能夠在形式及功能上具有大量修改、變更及等效形式，如熟習相關技術且受益於本發明之技術者將會聯想到。所繪示及闡述之本發明之實施例僅作為實例，而並非是對本發明之範疇之窮盡性說明。
210‧‧‧輸出電容器/電容器
212‧‧‧電感器/功率電感器
216‧‧‧高側電源金屬氧化物半導體場效應電晶體/高開關
218‧‧‧低側電源金屬氧化物半導體場效應電晶體/低開關
219‧‧‧主體二極體
220‧‧‧電容器/啟動電壓電容器/啟動電容器
322‧‧‧電池
400‧‧‧切換模式電源供應器/切換模式電源供應器電池充電器
408‧‧‧微控制器
424‧‧‧輸出電流感測器
HDR‧‧‧高驅動/高驅動信號
IL‧‧‧電流
LDR‧‧‧低驅動/低驅動信號
Vin‧‧‧供應電壓
+Vsen‧‧‧預定義設定點電壓
-Vsen‧‧‧預定義設定點電壓

Claims (20)

  1. 一種具有可選擇非同步及同步轉換器模式之切換模式電源供應器(SMPS)，該SMPS包括：一高側功率電晶體；一低側功率電晶體，其與該高側功率電晶體串聯耦合，其中該高側功率電晶體亦耦合至一電源且該低側功率電晶體亦耦合至一共同電源；一功率二極體，其與該低側功率電晶體並聯耦合；一濾波電容器；一功率電感器，其具有耦合至該高側功率電晶體與該低側功率電晶體之間的一接面之一第一端及耦合至該濾波電容器之一第二端；一電流感測器；及一功率控制器，其具有耦合至該高側功率電晶體之一控制輸入之一高驅動輸出、耦合至該低側功率電晶體之一控制輸入之一低驅動輸出、耦合至該濾波電容器之一電壓感測輸入，以及耦合至該電流感測器之一電流感測輸入；其中在由該電流感測器量測之一電流小於一特定電流值時，該功率控制器僅接通及關斷該高側功率電晶體且維持該低側功率電晶體關斷，且在由該電流感測器量測之該電流等於或大於該特定電流值時，該功率控制器接通及關斷該高側功率電晶體且關斷及接通該低側功率電晶體，藉以在該高側功率電晶體係接通的時，該低側功率電晶體係關斷的時，且在該高側功率電晶體 係關斷的時，該低側功率電晶體係接通的。
  2. 如請求項1之SMPS，其中該控制器當在該高側功率電晶體及該低側功率電晶體兩者中之一者返回接通之前該等功率電晶體皆係關斷的時提供一空載時間。
  3. 如請求項1之SMPS，其中該高側功率電晶體及該低側功率電晶體係功率金屬氧化物半導體(MOS)場效應電晶體(FET)且該功率二極體包括該低側功率MOSFET之一主體二極體。
  4. 如請求項1之SMPS，其中該功率控制器包括一脈衝寬度調變(PWM)產生器及一雙功率電晶體驅動器。
  5. 如請求項1之SMPS，其中該功率控制器包括一微控制器。
  6. 如請求項1之SMPS，其進一步包括耦合至該功率電感器之該第二端之一電池，其中藉此為該電池充電。
  7. 如請求項1之SMPS，其中該特定電流值實質上小於該SMPS之一最大電流值。
  8. 如請求項1之SMPS，其中該特定電流值大於零安培。
  9. 如請求項1之SMPS，其中在由該電流感測器量測之該電流小於該特定電流值時，該SMPS在該非同步轉換器模式中操作。
  10. 如請求項1之SMPS，其中在由該電流感測器量測之該電流等於或大於該特定電流值時，該SMPS在該同步轉換器模式中操作。
  11. 一種具有可選擇非同步及同步轉換器模式之切換模式電源供應器(SMPS)，該SMPS包括：一高側功率電晶體；一低側功率電晶體，其與該高側功率電晶體串聯耦合；一功率二極體，其與該低側功率電晶體並聯耦合；一濾波電容器，其與該等串聯連接之高側功率電晶體及低側功率電晶體並聯耦合； 一功率電感器，其具有耦合至該高側功率電晶體與該低側功率電晶體之間的一接面之一第一端及耦合至一電源之一第二端；一電流感測器；及一雙功率電晶體驅動器，其具有耦合至該高側功率電晶體之一控制輸入之一高驅動輸出、耦合至該低側功率電晶體之一控制輸入之一低驅動輸出，以及經調適用於接收三個電壓位準之一脈衝寬度調變(PWM)輸入，其中在該PWM輸入處於一低邏輯位準時，確證該低驅動輸出且該低側功率電晶體係接通的，在該PWM輸入處於一高邏輯位準時，確證該高驅動輸出且該高側功率電晶體係接通的，且在該PWM輸入處於一半邏輯位準時，撤銷確證該高驅動輸出及該低驅動輸出兩者且該高側功率電晶體及該低側功率電晶體兩者係關斷的；第一電阻器及第二電阻器，其具有耦合至該雙功率電晶體驅動器之該PWM輸入之第一端，其中該第一電阻器及該第二電阻器係實質上相同的電阻；及一微控制器，其具有耦合至該第一電阻器之一第二端之一PWM輸出、耦合至該第二功率電阻器之一第二端之一數位輸出、耦合至該濾波電容器之一電壓感測輸入，以及耦合至該電流感測器之一電流感測輸入；其中該微控制器自其該PWM輸出供應一PWM信號並具有藉由比較該濾波電容器上之一電壓與一電壓參考而判定之一工作循環；其中 其中在由該電流感測器量測之一電流小於一特定電流值時，來自該數位輸出之一邏輯位準與來自該PWM輸出之一邏輯位準相反且該PWM輸入處於該半邏輯位準，且在由該電流感測器量測之該電流等於或大於該特定電流值時，來自該數位輸出之該邏輯位準處於與來自該PWM輸出之該邏輯位準相同之邏輯位準，且該PWM輸入處於與來自該微控制器之該PWM輸出相同之邏輯位準。
  12. 如請求項11之SMPS，其中該高側功率電晶體及該低側功率電晶體係功率金屬氧化物半導體(MOS)場效應電晶體(FET)且該功率二極體包括該低側功率MOSFET之一主體二極體。
  13. 如請求項11之SMPS，其進一步包括耦合至該濾波電容器之一電池，其中藉此為該電池充電。
  14. 如請求項11之SMPS，其中該特定電流值實質上小於該SMPS之一最大電流值。
  15. 如請求項11之SMPS，其中該特定電流值大於零安培。
  16. 如請求項11之SMPS，其中在由該電流感測器量測之該電流小於該特定電流值時，該SMPS在該非同步轉換器模式中操作。
  17. 如請求項11之SMPS，其中在由該電流感測器量測之該電流等於或大於該特定電流值時，該SMPS在該同步轉換器模式中操作。
  18. 一種用於最佳化一切換模式電源供應器(SMPS)之效率之方法，該方法包括以下各項步驟：在正自該SMPS供應之電流小於一特定電流值時，在一非同步模式中操作該SMPS；及在正自該SMPS供應之該電流等於或大於該特定電流值時，在一同步模式中操作該SMPS。
  19. 如請求項18之方法，其中在該SMPS在該同步模式中操作時，高 側功率電晶體及低側功率電晶體交替地接通及關斷。
  20. 如請求項19之方法，其中在該SMPS在該非同步模式中操作時，僅該高側功率電晶體接通及關斷且該低側功率電晶體保持關斷。
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