CN104956580A - 在非同步模式中使用同步转换器以防止在电池充电期间的电流反向 - Google Patents

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Abstract

通过以下步骤优化切换模式电力供应器SMPS的效率：当正从所述SMPS供应的电流小于特定电流值时，在非同步模式中操作所述SMPS；及当正从所述SMPS供应的所述电流等于或大于所述特定电流值时，在同步模式中操作所述SMPS。当所述SMPS正在所述同步模式中操作时，高侧电力晶体管及低侧电力晶体管交替地接通及关断。当所述SMPS正在所述非同步模式中操作时，仅所述高侧电力晶体管接通及关断且所述低侧电力晶体管保持关断。当用所述SMPS为电池充电时，在以低电流输出在所述非同步模式中操作时消除所述电池的放电。

Description

在非同步模式中使用同步转换器以防止在电池充电期间的电流反向
技术领域
本发明涉及切换模式电力供应器(SMPS)电池充电器，且更特定来说涉及一种在非同步模式中使用同步SMPS以防止在电池充电期间的电流反向的方式。
背景技术
高电力切换模式电力供应器(SMPS)电池充电器需要同步整流转换器以达成高效率。然而，当同步整流转换器在不连续导电模式(DCM)中操作时，存在同步整流转换器将从正在充电达短时间段的电池汲取电流并将所述电流注入到同步整流转换器的输入侧(电源)中的可能性。另外，SMPS的效率受损，这是因为整流晶体管可在DCM操作期间使输出电容器放电。此现象被称作电池电流反向并可导致对SMPS的同步整流转换器的损毁。当在非同步整流转换器中使用二极管整流时，从不发生SMPS中的电池电流反向，这是因为与允许电流在两个方向上流动的电力金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)相比，二极管仅使电流在一个方向(正确方向)上流动。但当在SMPS电池充电器中使用非同步整流转换器来代替较高效同步整流转换器时，效率是较差的。此在设计高电力电容电池充电器(例如，电动交通工具充电站)时是极重要的。
对电池电流反向的上述问题的现有技术解决方案是将电力二极管放置成与正在充电的电池串联，但此并非理想解决方案，这是因为电力二极管将在高电流电池充电电平下耗散大量电力。另一现有技术解决方案是将高电流开关放置成与正在充电的电池串联，但需要额外组件，其中高电力组件可为昂贵的。又一现有技术解决方案是迫使正常同步整流转换器进入二极管仿真操作模式以便模拟其非同步操作。此需要极快速比较器来检测SMPS电感器电流在何时下降到实质上零且接着在其后同期地停用低侧电力MOSFET，直到又存在电感器电流为止。
发明内容
因此，需要一种在可导致高电力SMPS电池充电器的不连续操作模式的低电流或无电流操作期间维持所述高电力SMPS电池充电器的高效率而不需要从正在充电的电池汲取电流的方式。
根据一实施例，一种具有可选择非同步及同步转换器模式的切换模式电力供应器(SMPS)可包括：高侧电力晶体管；低侧电力晶体管，其与所述高侧电力晶体管串联耦合，其中所述高侧电力晶体管还可耦合到电源且所述低侧电力晶体管还可耦合到共用电源；电力二极管，其与所述低侧电力晶体管并联耦合；滤波电容器；电力电感器，其具有耦合到所述高侧电力晶体管与所述低侧电力晶体管之间的结的第一端及耦合到所述滤波电容器的第二端；电流传感器；及电力控制器，其具有耦合到所述高侧电力晶体管的控制输入的高驱动输出、耦合到所述低侧电力晶体管的控制输入的低驱动输出、耦合到所述滤波电容器的电压感测输入及耦合到所述电流传感器的电流感测输入；其中当由所述电流传感器测量的电流可能小于特定电流值时，所述电力控制器仅接通及关断所述高侧电力晶体管且使所述低侧电力晶体管维持关断，且当由所述电流传感器测量的所述电流可能等于或大于所述特定电流值时，所述电力控制器接通及关断所述高侧电力晶体管且关断及接通所述低侧电力晶体管，借以当所述高侧电力晶体管可能接通时，所述低侧电力晶体管能够关断，且当所述高侧电力晶体管可能关断时，所述低侧电力晶体管能够接通。
根据另一实施例，当所述高侧电力晶体管及所述低侧电力晶体管两者可能在所述电力晶体管中的一者可能被返回接通之前均是关断时，所述控制器提供停滞时间。根据另一实施例，所述高侧电力晶体管及所述低侧电力晶体管可为电力金属氧化物半导体(MOS)场效应晶体管(FET)，且所述电力二极管包括所述低侧电力MOSFET的主体二极管。根据另一实施例，所述电力控制器包括脉冲宽度调制(PWM)产生器及双电力晶体管驱动器。根据另一实施例，所述电力控制器包括微控制器。根据另一实施例，电池可耦合到所述电力电感器的所述第二端，其中借此可为所述电池充电。根据另一实施例，所述特定电流值可实质上小于所述SMPS的最大电流值。根据另一实施例，所述特定电流值可大于零安培。根据另一实施例，当由所述电流传感器测量的所述电流可能小于所述特定电流值时，所述SMPS可在所述非同步转换器模式中操作。根据另一实施例，当由所述电流传感器测量的所述电流可能等于或大于所述特定电流值时，所述SMPS可在所述同步转换器模式中操作。
根据另一实施例，一种具有可选择非同步及同步转换器模式的切换模式电力供应器(SMPS)可包括：高侧电力晶体管；低侧电力晶体管，其与所述高侧电力晶体管串联耦合；电力二极管，其与所述低侧电力晶体管并联耦合；滤波电容器，其与所述串联连接的高侧电力晶体管及低侧电力晶体管并联耦合；电力电感器，其具有耦合到所述高侧电力晶体管与所述低侧电力晶体管之间的结的第一端及耦合到电源的第二端；电流传感器；及双电力晶体管驱动器，其具有耦合到所述高侧电力晶体管的控制输入的高驱动输出、耦合到所述低侧电力晶体管的控制输入的低驱动输出及适于接收三个电压电平的脉冲宽度调制(PWM)输入，其中当所述PWM输入可能处于低逻辑电平时，可断言所述低驱动输出且所述低侧电力晶体管可为接通的，当所述PWM输入可能处于高逻辑电平时，可断言所述高驱动输出且所述高侧电力晶体管可为接通的，且当所述PWM输入可能处于半逻辑电平时，可撤销断言所述高驱动输出及所述低驱动输出两者且所述高侧电力晶体管及所述低侧电力晶体管两者可为关断的；第一电阻器及第二电阻器，其具有耦合到所述双电力晶体管驱动器的所述PWM输入的第一端，其中所述第一电阻器及所述第二电阻器可为实质上相同的电阻；及微控制器，其具有耦合到所述第一电阻器的第二端的PWM输出、耦合到所述第二电力电阻器的第二端的数字输出、耦合到所述滤波电容器的电压感测输入及耦合到所述电流传感器的电流感测输入；其中所述微控制器从其所述PWM输出供应PWM信号且具有通过将所述滤波电容器上的电压与电压参考进行比较而确定的工作循环；其中当由所述电流传感器测量的电流可能小于特定电流值时，来自所述数字输出的逻辑电平可与来自所述PWM输出的逻辑电平相反且所述PWM输入可处于所述半逻辑电平，且当由所述电流传感器测量的所述电流可能等于或大于所述特定电流值时，来自所述数字输出的所述逻辑电平可处于与来自所述PWM输出的所述逻辑电平相同的逻辑电平，且所述PWM输入可处于与来自所述微控制器的所述PWM输出相同的逻辑电平。
根据另一实施例，所述高侧电力晶体管及所述低侧电力晶体管是电力金属氧化物半导体(MOS)场效应晶体管(FET),且所述电力二极管包括所述低侧电力MOSFET的主体二极管。根据另一实施例，电池可耦合到所述滤波电容器，其中借此可为所述电池充电。根据另一实施例，所述特定电流值可实质上小于所述SMPS的最大电流值。根据另一实施例，所述特定电流值可大于零安培。根据另一实施例，当由所述电流传感器测量的所述电流可能小于所述特定电流值时，所述SMPS可在所述非同步转换器模式中操作。根据另一实施例，当由所述电流传感器测量的所述电流可能等于或大于所述特定电流值时，所述SMPS可在所述同步转换器模式中操作。
根据又一实施例，一种用于优化切换模式电力供应器(SMPS)的效率的方法可包括以下步骤：当正从所述SMPS供应的电流可能小于特定电流值时，在非同步模式中操作所述SMPS；及当正从所述SMPS供应的所述电流可能等于或大于所述特定电流值时，在同步模式中操作所述SMPS。
根据所述方法的另一实施例，当所述SMPS可能在所述同步模式中操作时，高侧电力晶体管及低侧电力晶体管能够交替地接通及关断。根据所述方法的另一实施例，当所述SMPS可能在所述非同步模式中操作时，仅所述高侧电力晶体管能够接通及关断且所述低侧电力晶体管可保持关断。
附图说明
参考连同附图一起进行的以下描述可更完全地理解本发明，附图中：
图1图解说明具有非同步转换器的典型SMPS的示意图；
图2图解说明具有同步转换器的典型SMPS的示意图；
图3图解说明用于为电池充电的具有同步转换器的SMPS的通用示意图；
图4图解说明根据本发明的特定实例性实施例的用于为电池充电的具有可选择非同步及同步转换器模式的SMPS的示意图；
图5图解说明根据本发明的另一特定实例性实施例的用于为电池充电的具有可选择非同步及同步转换器模式的SMPS的示意图；及
图6图解说明根据本发明的又一特定实例性实施例的用于为电池充电的具有可选择非同步及同步转换器模式的SMPS的示意图；及
图7图解说明根据本发明的特定实例性实施例的在图4中所展示的控制电路的更详细示意性框图。
尽管本发明易于做出各种修改及替代形式，但在图式中展示并在本文中详细描述其特定实例性实施例。然而，应了解，本文中对特定实例性实施例的描述并不打算将本发明限制于本文所揭示的特定形式，而是相反，本发明打算涵盖所附权利要求书所界定的所有修改及等效形式。
具体实施方式
为在同步切换模式电力供应器(SMPS)的不连续导电模式(DCM)操作期间避免电池电流反向及效率问题，在处于低输出电流时，以非同步方式驱动SMPS转换器是足够的。此可通过仅使用主晶体管开关来实现，且使整流晶体管的主体二极管或与其并联的额外二极管进行其余部分。其中可在输出充电电流(例如)在连续导电模式(CCM)期间再次足够高时重新启用同步转换器整流模式，或在输出充电电流小于预定义电流值时停用所述同步转换器整流模式。
另一方式是使用SMPS驱动器集成电路(IC)装置，例如，举例来说(但不限于)，Microchip MCP14628同步降压型电力金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)驱动器，说明书可在Microchip.com处获得，且特此出于所有目的以引用的方式并入本文中。MCP14628或具有类似能力的任何其它SMPS驱动器IC可使用如下文更充分描述的脉冲宽度调制(PWM)输入的半供应偏置特征及两个额外电阻器。
现参考图式，其示意性地图解说明特定实例性实施例的细节。图式中，将由相同编号表示相同元件，且将由带有不同小写字母后缀的相同编号表示相似元件。
参考图1，其描绘具有非同步转换器的典型SMPS的示意图。通常由编号100表示的SMPS的非同步转换器包括：控制器108、第一电力开关(电力晶体管)(例如，电力金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET))116、第二电力开关(电力晶体管)(例如，电力二极管)118、电感器112、启动电容器(boot capacitor)120及输出电容器110。第一电力开关116及第二电力开关118控制到在Vout下连接的负载(未展示)的电力。在第一电力开关116接通时，供应电压Vin为电感器112及电容器110充电，借以将电流供应到负载(未展示)。当电容器110上的电压达到经测量处于+Vsen及-Vsen的预定义设定点电压时，控制器108关断第一电力开关116，借此中断流动穿过电感器112的电流IL。在无用于电流IL的路径的情况下，电感器112将以由围绕电感器线圈的崩溃磁场导致的大电压尖峰的形式对抗此改变。此崩溃磁场致使产生相反极性的电压。其中此相反极性电压使第二电力开关118(二极管)正向偏置，第二电力开关118(二极管)现在提供电流路径以使电流IL在与在由控制器108关断第一电力开关116之前相同的方向上继续流动穿过电感器112。当电流IL在第二电力开关118(二极管)中流动时，第二电力开关118被称为处于“空转”模式。当输出电压Vout下降到低于预定义设定点电压时，控制器108将返回接通第一电力开关116。借以第二电力开关118(二极管)将再次被反向偏置，且穿过电感器112的所有电流将经由第一电力开关116从供应电压Vin提供。第一电力开关116接通及关断的此循环继续以便维持输出电压Vout实质上处于预定义设定点电压下。
参考图2，其描绘具有同步转换器的典型SMPS的示意图。通常由编号200表示的SMPS的同步转换器包括：控制器208、第一电力开关(电力晶体管)(在下文中称为“高侧MOSFET 216”)、第二电力开关(电力晶体管)(在下文中称为“低侧MOSFET 218”)、电感器212、启动电容器220及输出电容器210。高侧MOSFET 216及低侧MOSFET 218分别控制到在Vout下连接的负载(未展示)的电力。当高侧MOSFET 216接通时，供应电压Vin为电感器212及电容器210充电，借以将电流供应到负载(未展示)。当电容器210上的电压达到经测量处于+Vsen及-Vsen的预定义设定点电压时，控制器208关断高侧MOSFET 216，借此中断流动穿过电感器212的电流IL。低侧MOSFET 218还可称为“同步MOSFET”且高侧MOSFET 216还可称为“切换/控制MOSFET”。
在SMPS 200的稳态条件下，驱动低侧MOSFET 218使得其相对于高侧MOSFET 216是互补的，即，当高侧MOSFET 216接通时，低侧MOSFET 218关断。控制器208在维持输出电压Vout实质上处于预定义设定点电压下的工作循环下接通及关断高侧MOSFET 216，且关断及接通低侧MOSFET 218。
在非同步转换器拓扑及同步转换器拓扑(分别在图1及2中)两者中，有效电力开关是控制何时在电感器112、212中聚集能量及何时迫使其中的电流IL开始空转的高侧MOSFET 116、216。同步转换器的优点是较高的转换效率，这是因为低侧MOSFET 218中的电力损耗小于二极管118中的电力损耗。然而，当同步转换器在DCM中操作且被用作电池充电器时可存在问题。当处于DCM中时，同步转换器可发生电池电流反向，这是因为低侧MOSFET 218在两个方向上传导电流。当处于DCM中时，非同步转换器中将不会发生此情况，这是因为二极管118仅在一个方向上传导电流。
参考图3，其描绘用于为电池充电的具有同步转换器的SMPS的示意图。在图2中所展示且在上文描述的同步转换器200连接到电池322。从电池322侧看见的同步降压型转换器200是其中起动条件成问题的升压型转换器。用于降压型转换器(当处于DCM中时)的极小工作循环是用于升压型转换器的极大工作循环。当同步转换器在DCM中操作时，存在将从电池汲取电流达短时间段并将所述电流往回注入到电源Vin中的可能性。在输入侧(Vin)上也将存在大电压尖峰。此相同问题出现在同步单端主电感器转换器(SEPIC)及相反的SEPIC或ZETA转换器中。
当将SMPS同步转换器用作电池充电器时，对上述问题的现有技术解决方案是(举例来说)：与电池串联的电力二极管，但所述二极管具有高电力耗散。与电池串联的开关，但所述开关需要用于控制的额外组件。在二极管仿真模式中使用同步转换器，其中当电感器212电流IL在DCM期间下降到零时，极快速比较器(未展示)关断低侧MOSFET 218。
参考图4，其描绘根据本发明的特定实例性实施例的用于为电池充电的具有可选择非同步及同步转换器模式的SMPS的示意图。通常由编号400表示的用于为电池充电的具有可选择非同步及同步转换器模式的SMPS包括：微控制器408、第一电力开关(电力晶体管)(在下文中称为“高侧MOSFET 216”)、第二电力开关(电力晶体管)(在下文中称为“低侧MOSFET 218”)、电感器212、启动电容器220、输出电容器210、输出电流传感器424及电池322。SMPS电池充电器400以与在图2中展示且在上文描述的同步转换器200实质上相同的方式起作用，惟供应到电池322的电流可由输出电流传感器424测量除外。
当所测量输出电流小于特定电流值(例如，低电流值)时，可停用同步转换器整流，且在(例如)硬传导上仅驱动高侧MOSFET 216。在低输出电流期间，完全不驱动(关断)低侧MOSFET 218且其主体二极管219与在图1中所展示的电力二极管118起相同作用。与低侧MOSFET 218并联耦合的电力二极管(未展示)也可用于与主体二极管219相同的目的。当输出电流大于特定电流值时，使用高侧MOSFET 216及低侧MOSFET 218两者的同步转换器操作可用于最佳效率。特定电流值并非临界的，且测量电池充电电流也不需要复杂高速电路(例如，高速电压比较器)。简单样本及模/数转换电路可用于为微控制器408供应近似输出电流测量信息。对于在图4中所展示的SMPS转换器的非同步起动，可向低侧MOSFET 218要求数个脉冲以为启动电容器220充电。
本发明预期且在本发明的范围内：具有停滞时间控制以及捕获、比较及脉冲宽度调制(PWM)(CCP)能力的任类型的微控制器及类似物可用于在图4中所展示的电路中。数字集成电路及切换模式电力供应器的技术领域中且受益于本发明的技术人员可将本发明的教示应用于特定电池充电器电路设计。驱动高侧MOSFET 216及低侧MOSFET 218的微控制器应具有CCP能力，且优选地具有增强型CCP(ECCP)能力。具有ECCP能力的微控制器将提供可编程死带(dead-band)延迟及增强型PWM自动停机。参见“PIC微控制器CCP及ECCP技巧与诀窍(PIC Microcontroller CCP and ECCP Tips'n Tricks)”第3章，可在www.microchip.com上获得，且特此出于所有目的以引用的方式并入本文中。
参考图5，其描绘根据本发明的另一特定实例性实施例的用于为电池充电的具有可选择非同步及同步转换器模式的SMPS的示意图。通常由编号500表示的用于为电池充电的具有可选择非同步及同步转换器模式的SMPS包括：脉冲宽度调制(PWM)产生器524、双MOSFET驱动器508、第一电力开关(电力晶体管)(在下文中称为“高侧MOSFET216”)、第二电力开关(电力晶体管)(在下文中称为“低侧MOSFET 218”)、电感器212、启动电容器220、输出电容器210、输出电流传感器424及电池322。SMPS电池充电器500以与在图4中展示且在上文描述的可选择非同步及同步转换器400实质上相同的方式起作用，只有微控制器408已被PWM产生器524及双MOSFET驱动器508替换除外，其其它操作是相同的。双MOSFET驱动器508可为(举例来说，但不限于)MicrochipMCP14700双输入同步MOSFET驱动器，其中其更详细描述及规格可在www.microchip.com上获得，且特此出于所有目的以引用的方式并入本文中。
参考图6，其描绘根据本发明的又一特定实例性实施例的用于为电池充电的具有可选择非同步及同步转换器模式的同步SMPS的示意图。通常由编号600表示的用于为电池充电的具有可选择非同步及同步转换器模式的SMPS包括：具有CCP能力的微控制器626、双MOSFET驱动器608、第一电力开关(电力晶体管)(在下文中称为“高侧MOSFET 216”)、第二电力开关(电力晶体管)(在下文中称为“低侧MOSFET 218”)、电感器212、启动电容器220、输入电容器624、输出电容器610、输出电流传感器424及电池622。SMPS电池充电器600经配置为“升压模式”转换器。
双MOSFET驱动器608具有独特能力，其中双MOSFET驱动器608的PWM输入632适于控制高电流低驱动LDR信号及高驱动HDR信号。取决于PWM输入信号的状态，这些信号具有三个不同操作模式。PWM输入上的逻辑低逻辑电平将致使低驱动信号LDR是高的且高驱动信号HDR是低的。当PWM信号转变为逻辑高时，低驱动信号LDR变低且高驱动信号HDR变高。当PWM输入632处的信号被设定为实质上等于逻辑低电压与逻辑高电压之间的电压差的二分之一(在下文中称为“半逻辑电平”)的值时，发生PWM驱动信号的第三操作模式。
当PWM信号停留在半逻辑电平电压处达约175纳秒(通常)时，双MOSFET驱动器608停用低驱动LDR信号及高驱动HDR信号两者。这些驱动信号中的两者被拉低且保持处于低的，直到PWM输入632处的PWM信号(例如)朝逻辑低电平或逻辑高电平移动超过半逻辑电平为止，其后双MOSFET驱动器608移除驱动信号的停机状态且返回到其正常同步操作。微控制器626的可编程输入/输出(I/O)引脚634可与具有实质上相同值(例如，1,000欧姆)的两个分压电阻器628及630组合使用以提供三个逻辑电平状态。
举例来说，(1)当I/O引脚634处于高逻辑电平且来自微控制器626的PWM输出636处于高逻辑电平时，PWM输入632处的信号将处于高逻辑电平；(2)当I/O引脚634处于高逻辑电平且PWM输出636处于低逻辑电平时，PWM输入632处的信号将处于半逻辑电平；(3)当I/O引脚634处于低逻辑电平且PWM输出636处于低逻辑电平时，PWM输入632处的信号将处于低逻辑电平；且(4)当I/O引脚634处于低逻辑电平且PWM输出636处于高逻辑电平时，PWM输入632处的信号将处于半逻辑电平。通过使用PWM输出636及I/O引脚634组合(1)及(3)，SMPS 600将在正常同步模式中操作。通过使用PWM输出636及I/O引脚634组合(2)或(4)，SMPS 600将在非同步模式中操作。双MOSFET驱动器608可为(举例来说，但不限于)Microchip MCP14628，其中其更详细描述及规格可在www.microchip.com上获得，且特此出于所有目的以引用的方式并入本文中。
参考图7，其描绘根据本发明的特定实例性实施例的如在图4中所展示的控制器的更详细示意性框图。控制电路708(例如，具有经混频信号能力(模拟及数字功能两者)的微控制器)可包括：具有存储器762的数字处理器、具有由功能框764表示的死带逻辑的高及低开关驱动器、偏置产生器、电流及电压参考电路766、欠电压及过电压检测器756、PWM产生器758、过电流检测器754、电压比较电路752以及电力电感器电流测量电路750。
功能框764的高及低开关驱动器耦合到高开关216及低开关218且控制高开关216及低开关218何时接通及关断。除了功能框764的死带逻辑防止高开关216及低开关218同时接通(“直通(shoot through)”)，优选地，存在其中高开关216及低开关218两者均关断的死带。PWM产生器758控制电力电感器212何时耦合到电源Vin及由电源Vin充电多长时间。
启动电压电容器220供应电力到偏置产生器、电流及电压参考电路766，电流及电压参考电路766又供应由电流及电压电路752、754及756使用的精确电流及电压参考值。电压比较电路752测量输出电压且将所述输出电压与来自电压参考电路766的参考电压VREF进行比较。表示所要电压值与实际输出电压值之间的差的来自电压比较电路752的误差信号施加到PWM产生器758的误差输入，其中PWM产生器758调整其脉冲波形输出以使所述差最小化。针对非所要(例如，异常)条件(例如，电感器电流超出可允许设计限制，输入电压高于或低于设计操作输入电压范围)，过电流检测器754监测通到电力电感器212的电流，且欠电压及过电压检测器756监测通到SMPS的输入电压。电力电感器电流测量电路750测量SMPS电力电感器电流。本发明预期且在本发明的范围内：可使用用于测量穿过电力电感器212的电流的任何方法及/或电路，且SMPS系统的设计领域中且受益于本发明的技术人员将理解如何实施此电流测量电路。在斯科特迪尔伯恩(Scott Dearborn)2010年12月3日提出申请的序列号为12/959,837的共同拥有的美国专利申请案中更完整地描述各种电感器电流测量电路，且所述申请案特此出于所有目的以引用的方式并入本文中。
尽管已参考本发明的实例性实施例来描绘、描述及定义本发明的各实施例，但此类参考并不意味着对本发明的限制，且不应推断出存在此限制。所揭示的标的物能够在形式及功能上具有大量修改、变更及等效形式，如相关技术领域中且受益于本发明的技术人员将会联想到。所描绘及描述的本发明的实施例仅作为实例，且并非是对本发明的范围的穷尽性说明。

Claims (20)

1.一种具有可选择非同步及同步转换器模式的切换模式电力供应器SMPS，所述SMPS包括：
高侧电力晶体管；
低侧电力晶体管，其与所述高侧电力晶体管串联耦合，其中所述高侧电力晶体管还耦合到电源且所述低侧电力晶体管还耦合到共用电源；
电力二极管，其与所述低侧电力晶体管并联耦合；
滤波电容器；
电力电感器，其具有耦合到所述高侧电力晶体管与所述低侧电力晶体管之间的结的第一端及耦合到所述滤波电容器的第二端；
电流传感器；及
电力控制器，其具有耦合到所述高侧电力晶体管的控制输入的高驱动输出、耦合到所述低侧电力晶体管的控制输入的低驱动输出、耦合到所述滤波电容器的电压感测输入及耦合到所述电流传感器的电流感测输入；
其中
当由所述电流传感器测量的电流小于特定电流值时，所述电力控制器仅接通及关断所述高侧电力晶体管且使所述低侧电力晶体管维持关断，且
当由所述电流传感器测量的所述电流等于或大于所述特定电流值时，所述电力控制器接通及关断所述高侧电力晶体管且关断及接通所述低侧电力晶体管，借以在所述高侧电力晶体管接通时，所述低侧电力晶体管是关断的，且在所述高侧电力晶体管关断时，所述低侧电力晶体管是接通的。
2.根据权利要求1所述的SMPS，其中当所述高侧电力晶体管及所述低侧电力晶体管两者在所述电力晶体管中的一者被返回接通之前均是关断时，所述控制器提供停滞时间。
3.根据权利要求1所述的SMPS，其中所述高侧电力晶体管及所述低侧电力晶体管为电力金属氧化物半导体MOS场效应晶体管FET，且所述电力二极管包括所述低侧电力MOSFET的主体二极管。
4.根据权利要求1所述的SMPS，其中所述电力控制器包括脉冲宽度调制PWM产生器及双电力晶体管驱动器。
5.根据权利要求1所述的SMPS，其中所述电力控制器包括微控制器。
6.根据权利要求1所述的SMPS，其进一步包括耦合到所述电力电感器的所述第二端的电池，其中借此为所述电池充电。
7.根据权利要求1所述的SMPS，其中所述特定电流值实质上小于所述SMPS的最大电流值。
8.根据权利要求1所述的SMPS，其中所述特定电流值大于零安培。
9.根据权利要求1所述的SMPS，其中当由所述电流传感器测量的所述电流小于所述特定电流值时，所述SMPS在所述非同步转换器模式中操作。
10.根据权利要求1所述的SMPS，其中当由所述电流传感器测量的所述电流等于或大于所述特定电流值时，所述SMPS在所述同步转换器模式中操作。
11.一种具有可选择非同步及同步转换器模式的切换模式电力供应器SMPS，所述SMPS包括：
高侧电力晶体管；
低侧电力晶体管，其与所述高侧电力晶体管串联耦合；
电力二极管，其与所述低侧电力晶体管并联耦合；
滤波电容器，其与所述串联连接的高侧电力晶体管及低侧电力晶体管并联耦合；
电力电感器，其具有耦合到所述高侧电力晶体管与所述低侧电力晶体管之间的结的第一端及耦合到电源的第二端；
电流传感器；及
双电力晶体管驱动器，其具有耦合到所述高侧电力晶体管的控制输入的高驱动输出、耦合到所述低侧电力晶体管的控制输入的低驱动输出及适于接收三个电压电平的脉冲宽度调制PWM输入，其中
当所述PWM输入处于低逻辑电平时，断言所述低驱动输出且所述低侧电力晶体管是接通的，
当所述PWM输入处于高逻辑电平时，断言所述高驱动输出且所述高侧电力晶体管是接通的，且
当所述PWM输入处于半逻辑电平时，撤销断言所述高驱动输出及所述低驱动输出两者且所述高侧电力晶体管及所述低侧电力晶体管两者是关断的；
第一电阻器及第二电阻器，其具有耦合到所述双电力晶体管驱动器的所述PWM输入的第一端，其中所述第一电阻器及所述第二电阻器是实质上相同的电阻；及
微控制器，其具有耦合到所述第一电阻器的第二端的PWM输出、耦合到所述第二电力电阻器的第二端的数字输出、耦合到所述滤波电容器的电压感测输入及耦合到所述电流传感器的电流感测输入；
其中所述微控制器从其所述PWM输出供应PWM信号且具有通过将所述滤波电容器上的电压与电压参考进行比较而确定的工作循环；
其中
当由所述电流传感器测量的电流小于特定电流值时，来自所述数字输出的逻辑电平与来自所述PWM输出的逻辑电平相反且所述PWM输入处于所述半逻辑电平，且
当由所述电流传感器测量的所述电流等于或大于所述特定电流值时，来自所述数字输出的所述逻辑电平处于与来自所述PWM输出的所述逻辑电平相同的逻辑电平，且所述PWM输入处于与来自所述微控制器的所述PWM输出相同的逻辑电平。
12.根据权利要求11所述的SMPS，其中所述高侧电力晶体管及所述低侧电力晶体管是电力金属氧化物半导体MOS场效应晶体管FET，且所述电力二极管包括所述低侧电力MOSFET的主体二极管。
13.根据权利要求11所述的SMPS，其进一步包括耦合到所述滤波电容器的电池，其中借此为所述电池充电。
14.根据权利要求11所述的SMPS，其中所述特定电流值实质上小于所述SMPS的最大电流值。
15.根据权利要求11所述的SMPS，其中所述特定电流值大于零安培。
16.根据权利要求11所述的SMPS，其中当由所述电流传感器测量的所述电流小于所述特定电流值时，所述SMPS在所述非同步转换器模式中操作。
17.根据权利要求11所述的SMPS，其中当由所述电流传感器测量的所述电流等于或大于所述特定电流值时，所述SMPS在所述同步转换器模式中操作。
18.一种用于优化切换模式电力供应器SMPS的效率的方法，所述方法包括以下步骤：
当正从所述SMPS供应的电流小于特定电流值时，在非同步模式中操作所述SMPS；及
当正从所述SMPS供应的所述电流等于或大于所述特定电流值时，在同步模式中操作所述SMPS。
19.根据权利要求18所述的方法，其中当所述SMPS正在所述同步模式中操作时，高侧电力晶体管及低侧电力晶体管交替地接通及关断。
20.根据权利要求19所述的方法，其中当所述SMPS正在所述非同步模式中操作时，仅所述高侧电力晶体管接通及关断且所述低侧电力晶体管保持关断。
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