TW201946351A - 電源控制用半導體裝置以及開關電源裝置及其設計方法 - Google Patents

電源控制用半導體裝置以及開關電源裝置及其設計方法 Download PDF

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松田裕樹
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Abstract

一種電源控制用半導體裝置以及開關電源裝置及其設計方法，係能切換輸出電壓並且能夠自由地設計過電流保護電路的電流限制值。 在產生並輸出對開關元件進行接通斷開控制的驅動脈波的電源控制電路中設置：被施加與流過一次側線圈的電流成比例的電壓的電流檢測端子；比較施加到電流檢測端子的電壓與上限電流檢測電壓來檢測變壓器的二次側電路的過電流狀態的過電流檢測電路；產生周期地使開關元件成為接通狀態的導通信號的導通信號產生電路；根據過電流檢測電路已檢測出過電流狀態而產生成使開關元件成為斷開狀態的控制信號的關斷信號產生電路，以及使校正電流流向電流檢測端子的校正電流產生電路，校正電流係構成為以流過與電流檢測端子連接的校正用的電阻元件的方式，從而使施加到電流檢測端子的電壓偏移。

Description

電源控制用半導體裝置以及開關電源裝置及其設計方法
[0001] 　　本發明係關於一種電源控制用半導體裝置以及使用前述半導體裝置的直流電源裝置及其設計方法，特別是關於一種有效用於藉由變壓器的一次側電路進行具備電壓轉換用的變壓器的開關控制方式的絕緣型直流電源裝置中的過電流保護電路的動作點的校正、輸出漣波(output ripple)的調整的技術。
[0002] 　　在直流電源裝置中存在將交流電源進行整流的二極體電橋(diode bridge)電路以及由使藉由前述電路進行整流的直流電壓下降而轉換為期望電位的直流電壓的DC-DC(Direct Current-Direct Current；直流-直流)轉換器等構成的絕緣型AC-DC(Alternating Current-Direct Current；交流-直流)轉換器。作為絕緣型AC-DC轉換器，例如已知一種開關電源裝置，係藉由PWM(Pulse Width Modulation；脈波寬度調製)控制方式、PFM(Pulse Frequency Modulation；脈波頻率調製)控制方式等對與電壓轉換用的變壓器的一次側線圈串聯連接的開關元件進行接通、斷開驅動而控制流過一次側線圈的電流，並控制二次側線圈感應的電壓。 [0003] 另外，在開關電源裝置中，規定了額定負載電流(或最大負載電流)，當發生流過二次側的電流增加到額定負載電流以上的過電流狀態時電源裝置有時受損，因此有時在一次側的控制電路上設置過電流檢測功能以及檢測出過電流的情況下斷開開關元件的過電流保護功能。此外，作為檢測開關電源裝置中的負載的過電流狀態的方法，存在以下方法：與一次側的開關元件串聯設置電流檢測用電阻，藉由前述電阻來監視電流-電壓轉換後的電壓(三角波形的電壓的峰值)(專利文獻1)。 [0004] 　　另外，以往的開關電源裝置通常輸出電壓為固定，但是，近年來，期望一種具有以下功能的電源裝置：例如如USB(Universal Serial Bus；通用序列匯流排)-PD(Power Delivery；電力輸送)標準那樣，根據來自負載側的裝置的請求，例如5V，9V，15V……那樣，能夠切換輸出電壓。 　　作為與能夠切換上述輸出電壓的開關電源裝置有關的發明，例如存在專利文獻2所記載的發明。 [先前技術文獻] [專利文獻] [0005] 　　專利文獻1：日本特開2005-341730號公報。 　　專利文獻2：日本特開2017-127109號公報。
(發明所欲解決之課題) [0006] 　　在設計能夠切換輸出電壓的開關電源裝置的情況下，如何設定各輸出電壓中的過電流保護動作時的輸出電流值(以下，稱為輸出過電流限制值)存在各種想法，考慮了在輸出電壓越高則使輸出過電流限制值越小的情況、或即使改變輸出電壓也要使輸出過電流限制值大致相同的情況等。 然而，在專利文獻2所記載的開關電源裝置中，在將輸出電壓設定為較低時將過電流保護控制電路的開關元件的過電流限制值從高基準電壓切換為低基準電壓，並且將開關頻率的最大限制值從高頻率切換為低頻率，藉此以設定與輸出電壓相應的過電流保護動作時的輸出電流值的方式，構成一次側的控制用IC(Integrated Circuit；積體電路)。 [0007] 因此，在使用如上所述的控制用IC來設計開關電源裝置的情況下，設計人員無法自由地設定切換輸出電壓時的輸出過電流限制值。另外，在專利文獻2所記載的開關電源裝置中，存在以下問題：在將輸出電壓切換為低電壓時導致將開關頻率設定為較低，因而導致輸出漣波變大。 [0008] 本發明係著重於如上所述課題而完成的，其目的在於提供以下技術：在具備電壓轉換用的變壓器並構成對流過一次側線圈的電流進行接通、斷開來控制輸出的開關電源裝置的電源控制用半導體裝置中，在設計成具有根據來自負載側的裝置的請求來切換輸出電壓的功能的情況下，能夠自由地設定輸出電壓與輸出過電流限制值之間的關係。 本發明的其它目的在於，提供一種在設計成具有能夠切換輸出電壓的功能的情況下，能夠自由地設定輸出電壓與輸出漣波的關係的電源控制用半導體裝置以及使用前述半導體裝置的開關電源裝置。 (用以解決課題之手段) [0009] 為了達到上述目的，在本發明的電源控制用半導體裝置中，係產生並輸出驅動脈波，前述驅動脈波係根據與流過電壓轉換用的變壓器的一次側線圈的電流成比例的電壓以及來自前述變壓器的二次側的輸出電壓檢測信號對用於使電流間歇地流過前述變壓器的一次側線圈的開關元件進行接通、斷開控制，且具備：電流檢測端子，係被施加與流過前述一次側線圈的電流成比例的電壓；過電流檢測電路，係用於將與施加到前述電流檢測端子的電壓相應的電壓和上限電流檢測電壓進行比較來檢測前述變壓器的二次側電路的過電流狀態；導通信號產生電路，係產生周期地使前述開關元件成為接通狀態的導通信號；關斷信號產生電路，係根據前述過電流檢測電路已檢測出過電流狀態而產生使前述開關元件成為斷開狀態的控制信號；以及校正電流產生電路，係使與前述變壓器的二次側的輸出電壓相應的校正電流流向前述電流檢測端子；由前述校正電流產生電路所產生的校正電流係構成為以流過與前述電流檢測端子相連接的校正用的電阻元件的方式，從而使施加於前述電流檢測端子的電壓偏移。 此外，上述校正用的電阻既可以作為外置元件而與電流檢測端子相連接，也可以作為可切換電阻值的元件而形成於半導體晶片上。 [0010] 　　根據具有上述結構的電源控制用半導體裝置，由於校正電流以流過校正用電阻的方式使施加到電流檢測端子的電壓偏移，因此能改變表觀上的上限電流檢測電壓，並且由於校正電流產生電路所產生的校正電流的電流值與變壓器的二次側的輸出電壓相應地變化，因此能夠根據輸出電壓來改變施加到電流檢測端子的電壓的偏移量，藉此能夠自由地設定與輸出電壓相應的輸出過電流限制值。結果，例如在USB-PD標準的電源裝置中，在要設定​​複數個輸出電壓的情況下，能夠容易地設計根據各輸出電壓位準來設定任意的輸出過電流限制值的電源裝置。 [0011] 　　另外，較佳為具有：控制端子，係被輸入前述輸出電壓檢測信號；以及過電流限制電壓產生手段，係產生預定的過電流限制電壓，前述關斷信號產生電路具備：電壓選擇手段，係將與前述控制端子的電壓相應的電壓或與前述過電流限制電壓中較低的電壓作為前述上限電流檢測電壓進行選擇；以及電壓比較電路，係對由前述電壓選擇手段選擇的前述上限電流檢測電壓和與施加到前述電流檢測端子的電壓相應的電壓進行比較。 [0012] 　　在此，「與控制端子的電壓相應的電壓」意味著除了包含控制端子的電壓本身以外，還包含經由緩衝器輸入的電壓、將控制端子的電壓進行放大或分壓而得到的電壓、經由用於防止次諧振盪的斜率補償電路而輸入的電壓等。 另外，在此，「與施加到電流檢測端子的電壓相應的電壓」意味著除了包含電流檢測端子的電壓本身以外，還包含前述校正用電阻構成於半導體晶片上並通過使前述校正電流流過而使前述電流檢測端子的電壓偏移的電壓、進一步藉由非反相放大器將前述電流檢測端子的電壓或前述電流檢測端子的電壓被偏移而得到的電壓進行放大後的電壓等。 根據上述結構，由於能在正常動作狀態下，在電流檢測端子的電壓達到與輸出電壓檢測信號相應的控制端子的電壓的時間點產生開關元件的關斷信號，以及由於能在流過過電流的狀態下，在電流檢測端子的電壓達到過電流限制電壓的時間點產生開關元件的關斷信號，因此能夠平穩地進行正常動作狀態與過電流保護狀態的遷移。 [0013] 　　另外，較佳為前述變壓器是一種具備輔助線圈的變壓器，前述校正電流產生電路係構成為具備：取樣保持電路，係在前述開關元件關斷之後，在前述變壓器的消磁期間將與由前述輔助線圈感應的電壓或對前述感應的電壓分壓而得到的電壓相應的電壓取入並保持；以及電壓-電流轉換電路，係產生與前述取樣保持電路保持的電壓相應的電流。 　　在此，「相應的電壓」意味著包含藉由後面的實施例中所說明的運算電路進​​行運算之前的電壓以外，還包含運算後的電壓。 　　根據上述結構，能實現產生期望的校正電流的合理的校正電流產生電路。 [0014] 　　並且，較佳為前述校正電流產生電路係構成為根據前述輸出電壓檢測信號以及前述輔助線圈感應的電壓或將前述感應的電壓分壓而得到的電壓，產生前述校正電流，使得在輸出電壓檢測信號高時成為與輸出電壓檢測信號低時相等或比輸出電壓檢測信號低時更大的電流值。 　　藉此，在設計具有期望的輸出電流-開關頻率特性的電源裝置時，能夠降低預定的輸出電流範圍內的開關頻率，從而能夠得到高電力轉換效率。 [0015] 　　另外，較佳為前述導通信號產生電路具備以預定頻率產生振盪信號的振盪電路，前述振盪電路係以產生與被輸入前述輸出電壓檢測信號的控制端子的電壓相應的頻率的振盪信號的方式所構成。 藉此，由於能夠自由地設計輸出電壓與輸出漣波之間的關係，因此能夠實現輸出漣波較小的電源裝置。此外，漣波抑制效果在預定的輸出電壓以及預定的輸出電流中之頻率越高則能夠得到越高的效果。 [0016] 　　另外，開關電源裝置係構成為具備：具有上述結構的電源控制用半導體裝置；電壓轉換用的變壓器；開關元件，係與前述變壓器的一次側線圈串聯連接；電流-電壓轉換用電阻元件，係與前述開關元件串聯連接，且將電流-電壓轉換後的電壓施加於前述電流檢測端子；輸出電壓檢測手段，係檢測前述變壓器的二次側的輸出電壓並將檢測信號輸出至前述電源控制用半導體裝置；以及校正用的電阻元件，係連接在前述電流檢測端子與前述電流-電壓轉換用電阻元件的一個端子之間。 　　藉此，能夠實現具有能夠根據來自負載側的裝置的請求切換輸出電壓的功能並且任意地設定輸出過電流限制值的開關電源裝置。 [0017] 　　本申請的其它發明是一種開關電源裝置的設計方法，係使用具有上述結構的電源控制用半導體裝置，且具有以下步驟：以第一輸出電壓和第二輸出電壓各自的情況下的校正電流成為第一校正電流值和第二校正電流值的電壓施加於已被施加前述輔助線圈的感應電壓或將前述感應電壓進行分壓而得到的電壓的端子的方式，決定輔助線圈的匝數和分壓比；求出前述變壓器的二次側的輸出電流在前述第一輸出電壓時成為第一輸出電流值且在前述第二輸出電壓時成為第二輸出電流值的開關元件的第一電流限制值和第二電流限制值；以及在前述第一輸出電壓以及前述第二輸出電壓且前述上限電流檢測電壓為過電流限制電壓的情況下，以成為前述第一電流限制值和第二電流限制值的方式，決定與前述電流檢測端子相連接的電流-電壓轉換用電阻元件以及校正用的電阻元件的電阻值。 根據上述方法，在已構成為能夠切換輸出電壓的開關電源裝置中，能夠設計具有期望的輸出過電流限制值-輸出電壓特性的開關電源裝置。 [0018] 本申請的其它發明是一種開關電源裝置的設計方法，係使用具有上述結構的電源控制用半導體裝置，且具有以下步驟：決定前述變壓器的二次側的輸出電壓為第一值並且輸出電流為第一值中之前述上限電流檢測電壓的第一值；以在前述變壓器的二次側的輸出電壓為第一值且輸出電流為第一值時前述上限電流檢測電壓成為前述第一值的方式，決定與前述電流檢測端子相連接的電流-電壓轉換用電阻元件的電阻值；決定前述變壓器的二次側的輸出電壓為第二值且輸出電流為第二值中的前述上限電流檢測電壓的第二值；以及根據藉由前述校正電流產生電路而流動之與前述變壓器的二次側的輸出電壓相應的前述校正電流的值，以輸出電壓為第二值且輸出電流為第二值中的前述上限電流檢測電壓成為前述第二值且前述開關元件的接通、斷開動作頻率不低於預定值的方式，決定前述校正用的電阻元件的電阻值。 根據上述方法，在構成為能夠切換輸出電壓的開關電源裝置中，能夠設計切換為低輸出電壓時的輸出漣波較小的開關電源裝置。 (發明功效) [0019] 根據本發明，在具備電壓轉換用的變壓器並構成對流過一次側線圈的電流進行接通、斷開來控制輸出的開關電源裝置的電源控制用半導體裝置中，在設計成具有能夠根據來自負載側的裝置的請求切換輸出電壓的功能的情況下，能夠自由地設定輸出電壓與輸出過電流限制值的關係。另外，在設計成具有能夠切換輸出電壓的功能的情況下，具有以下功效：能夠實現可自由地設定輸出電壓與輸出漣波之間的關係的電源控制用半導體裝置以及使用前述半導體裝置的開關電源裝置。
[0021] 以下一邊參照圖式一邊說明本發明的較佳的實施形態。 (第一實施形態) 第一實施形態的開關電源裝置係具有根據來自負載側的裝置的請求來切換輸出電壓的功能，並且能夠自由地設定輸出電壓與過電流保護動作時的輸出電流(輸出過電流限制值)之間的關係。 圖1係顯示作為應用本發明的開關電源裝置的AC-DC轉換器的第一實施形態的電路結構圖。 [0022] 本實施形態的AC-DC轉換器具有：二極體電橋電路11，係對來自AC電源10的交流電壓(AC)進行整流；電壓轉換用的變壓器12，係具有使整流後的電壓平滑的平滑用電容器C1 、一次側線圈Np以及二次側線圈Ns以及輔助線圈Nb；切換電晶體(switching transistor)SW，係由與前述變壓器12的一次側線圈Np串聯連接的N通道MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor；金屬氧化物半導體場效應電晶體)構成；以及電源控制電路13，係對前述切換電晶體SW進行接通(on)、斷開(off)驅動。 此外，在本實施形態中，電源控制電路13在如單晶矽那樣的一個半導體晶片上作為半導體積體電路(以下，稱為電源控制用IC)來形成，且具備外部端子DRV，前述外部端子DRV係用於將對前述切換電晶體SW進行接通、斷開控制的信號輸出到SW的閘極端子。 [0023] 在前述變壓器12的二次側設置有與二次側線圈Ns串聯連接的整流用二極體D2以及連接在前述二極體D2的陰極端子與二次側線圈Ns的另一端子之間的平滑用電容器C2，使電流間歇地流過一次側線圈Np，藉此將二次側線圈Ns感應的交流電壓進行整流並平滑，從而輸出與一次側線圈Np與二次側線圈Ns的線圈比相應的輸出電壓Vout 。 並且，在前述變壓器12的二次側設置有用於檢測輸出電壓Vout的輸出電壓檢測電路14，在前述輸出電壓檢測電路14與電源控制用IC13之間設置有光電耦合器(photo coupler；PC)15，前述光電耦合器15將與輸出電壓檢測電路14的檢測電壓相應的輸出電壓檢測信號傳遞到電源控制用IC13的控制端子CTRL。 [0024] 輸出電壓檢測電路14具備使輸出電壓Vout分壓的電阻R21、R22以及將由前述電阻R21、R22分壓得到的電壓設為輸入的誤差放大器AMP，誤差放大器AMP輸出與來自輸出電壓切換手段16的基準電壓和藉由電阻R11、R12分壓得到的電壓的電位差相應的電壓。另外，輸出電壓切換手段16構成為根據從獲取AC-DC轉換器的輸出電壓Vout而進行動作的負載裝置(例如USB設備)17提供的輸出電壓切換指令(二進位碼(binary code)或類比信號)，藉此能夠切換所產生的基準電壓，藉由切換基準電壓而改變誤差放大器AMP的輸出並改變向一次側回饋的輸出電壓檢測信號，藉由改變電源控制用IC13使切換電晶體SW接通的時間，且從AC-DC轉換器輸出與基準電壓相應的輸出電壓Vout。另外，切換輸出電壓的手段並不限定於上述結構，只要能夠切換輸出電壓則也可以是任意的結構。 [0025] 並且，在本實施形態中，在切換電晶體SW的源極端子與接地點GND之間連接電流檢測用電阻Rs，前述電流檢測電阻Rs的檢測電壓Vr經由校正電阻Rcomp被輸入到電源控制用IC 13的電流檢測端子CS。 另外，在前述實施形態的AC-DC轉換器的一次側設置有由與前述輔助線圈Nb串聯連接的整流用二極體D0以及連接在前述二極體D0的陰極端子與接地點GND之間的平滑用電容器C0構成的整流平滑電路，將藉由前述整流平滑電路進行整流、平滑過的電壓Vaux施加到前述電源控制用IC13的電源電壓端子VDD。並且，在前述輔助線圈Nb的端子之間連接有分壓用的電阻R11、R12，藉由前述電阻R11、R12分壓得到的電壓Vvs被輸入至電源控制用IC13的電壓檢測端子VS。 [0026] 接著，使用圖2說明第一實施形態中的前述電源控制用IC13的功能性電路結構例。 如圖2所示，本實施形態的電源控制用IC13具備：導通信號產生手段31，係產生成導通信號Son，前述導通信號Son賦予使預定頻率的時鐘脈波之類的一次側切換電晶體SW接通的時序；以及關斷信號產生手段32，係產生關斷信號Soff，前述關斷信號Soff賦予將電流檢測端子CS的電壓Vcs與上限電流檢測電壓Vlim進行比較而使切換電晶體SW斷開的時序。 [0027] 另外，電源控制用IC13具備：驅動脈波產生手段33，係根據由導通信號產生手段31產生的導通信號Son以及由關斷信號產生手段32產生的關斷信號Soff，產生切換電晶體SW的驅動信號(驅動脈波)Sdrv；校正電流產生手段34，係產生與電壓檢測端子VS的電壓Vvs相應的電流而使校正電流Icomp流向電流檢測端子CS；以及電流限制值決定手段35，係輸出上限電流檢測電壓Vlim。電壓檢測端子VS的電壓Vvs為藉由外置的串聯電阻R11、R12對輔助線圈Nb感應的電壓進行分壓得到的電壓，輔助線圈Nb感應的電壓成為與AC-DC轉換器的二次側的輸出電壓Vout與二極體D2的正向電壓VF之和成比例的電壓，前述正向電壓VF無關於輸出電壓Vout而成為大致固定值，因此校正電流Icomp成為與輸出電壓Vout相應的電流。 [0028] 而且，由前述校正電流產生手段34產生的校正電流Icomp從電流檢測端子CS經由校正電阻Rcomp以及電流檢測電阻Rs流向接地點，藉此使電流檢測端子CS的電壓提升(偏移)。在此，校正電阻Rcomp和電流檢測電阻Rs分別為外置電阻，因此IC的使用者即電源裝置的設計人員能夠任意地設定校正電阻Rcomp和電流檢測電阻Rs的電阻值，藉此能夠設計具有期望的輸出過電流限制值-輸出電壓特性的開關電源裝置。 [0029] 在此，說明改變校正電阻Rcomp與電流檢測電阻Rs的電阻值時的電源控制用IC13的輸出過電流限制值-輸出電壓特性以及過電流保護動作。 如上所述，當由校正電流產生手段34產生的校正電流Icomp流向校正電阻Rcomp時使電流檢測端子CS的電壓提升，因此校正電流Icomp越大則電流檢測電壓Vcs越高，藉由比使用了並未設置校正電阻Rcomp和校正電流產生手段34的電源控制用IC的情況更低的輸出電壓Vout，使過電流保護功能發揮作用。在圖3中的(A)係顯示出將電流檢測電阻Rs的電阻值設為固定而改變校正電阻Rcomp的電阻值時的輸出過電流限制值-輸出電壓特性的變化情形。 [0030] 在圖3中的(A)中，曲線C0為校正電阻Rcomp的電阻值為「0」即校正電壓Vcomp為零且並未進行校正時的輸出過電流限制值-輸出電壓特性，成為越是向右下降即輸出電壓Vout越高則輸出過電流限制值越小的特性。相對於此，例如當將電阻值為2kΩ、4kΩ的校正電阻Rcomp連接到電流檢測端子CS時，如圖3中的(A)的特性線C1、C2那樣，曲線的傾斜變小。 另一方面，藉由分別改變電流檢測電阻Rs與校正電阻Rcomp的電阻值，如圖3中的(A)的箭頭Y所示，能夠使特性線上下偏移。結果，藉由分別改變電流檢測電阻Rs與校正電阻Rcomp的電阻值，能實現如圖3中的(B)所顯示出的特性。 [0031] 圖4係顯示出圖2的電源控制用IC13的具體電路結構例。 如圖4所示，在本實施例的電源控制用IC13中，產生導通信號Son的導通信號產生手段31係由以預定頻率進行振盪的環形振盪器(ring oscillator)之類的振盪電路OSC構成。也可以由具有振子的振盪電​​路以及將由前述振盪電路產生的振盪信號進行分頻的分頻電路等來構成導通信號產生手段31。另外，導通信號產生手段31也可以是根據來自控制端子CTRL的控制電壓Vctrl來改變頻率的振盪電路。 [0032] 　　電流限制值決定手段35係由用於產生過電流限制電壓Vocp的基準電壓電路之類的過電流限制電壓產生手段35a以及用於選擇所產生的過電流限制電壓Vocp和控制端子CTRL的控制電壓Vctrl(也可以是使控制電壓Vctrl偏移的電壓、由放大器放大的電壓)中較低的電壓的最小值選擇電路35b所構成。產生關斷信號Soff的關斷信號產生手段32係由電壓比較電路CMP所構成，前述電壓比較電路CMP將由最小值選擇電路35b選擇的上限電流檢測電壓Vlim(Vocp或Vctrl)與電流檢測端子CS的電壓Vcs進行比較。代替設置最小值選擇電路35b，也可以構成為將上限電流檢測電壓Vlim與電流檢測端子CS的電壓Vcs進行比較的電壓比較電路和將來自控制端子CTRL的控制電壓Vctrl與電流檢測端子CS的電壓Vcs進行比較的電壓比較電路、以及選擇兩個電壓比較電路的輸出中首先出現變化的信號的電路或取得兩個電壓比較電路的輸出的邏輯和的OR閘門。 [0033] 　　另外，在圖4、圖8和圖15所顯示出的電路中，雖電流檢測端子CS的電壓Vcs直接被輸入到電壓比較電路CMP中，但是也可以構成為輸入由未圖示的放大電路放大或由位準偏移電路偏移的電壓。 另外，來自控制端子CTRL的控制電壓Vctrl在圖4以及圖8所顯示出的電路中被輸入到最小值選擇電路35b，在圖15所顯示出的電路中直接被輸入到電壓比較電路CMP，但是也能以輸入經由未圖示的緩衝器輸入的電壓、將控制端子的電壓進行放大或分壓而得到的電壓、經由用於防止次諧振盪的斜率補償電路輸入的電壓的方式來構成。 驅動脈波產生手段33係由RS正反器33a和輸出阻抗低的驅動電路(驅動器)33b等構成，前述RS正反器33a藉由從導通信號產生手段31產生的導通信號Son來設定，且藉由從關斷信號產生手段32產生的關斷信號Soff而復位；前述輸出阻抗低的驅動電路(驅動器)33b根據前述RS正反器33a的輸出來產生與外部端子DRV相連接的切換電晶體SW的閘極驅動脈波Sdrv。 [0034] 　　校正電流產生手段34由單次脈波(one shot pulse)產生電路34a、取樣保持電路34b、電壓-電流轉換電路34c以及開關S2等所構成，前述單次脈波產生電路34a檢測前述RS正反器33a的輸出的下降並產生取樣信號Ssamp，前述取樣保持電路34b由藉由取樣信號Ssamp而接通、斷開的開關S1和電容器Ch構成且對電壓檢測端子VS的電壓Vvs進行取樣，前述電壓-電流轉換電路34c將取樣後的電壓轉換為電流，前述開關S2藉由RS正反器33a的輸出與開關S1互補地接通、斷開，而使電壓-電流轉換電路34c的輸出電流流向電流檢測端子CS。電壓-電流轉換電路34c能由跨導(gm)放大器構成，前述gm放大器將已取樣的電壓與基準電壓Vref設為輸入，並輸出與已取樣的電壓與基準電壓Vref的電位差相應的電流等。 [0035] 　　如上所述，被輸入對輔助線圈的感應電壓進行分壓而得到的電壓的電壓檢測端子VS的電壓Vvs成為與二次側的輸出電壓Vout和二極體D2的正向電壓VF之和成比例的電壓。另一方面，根據來自負載裝置的切換指令來切換二次側的輸出電壓Vout。如圖3中的(C)所示，電壓-電流轉換電路34c產生輸出電壓Vout越低則越大的校正電流Icomp且輸出電壓Vout越高則越小的校正電流Icomp，並以使校正電流流向電流檢測端子CS的方式來構成。 [0036] 　　此外，在圖4的實施例的電源控制用IC13中，雖將過電流限制電壓Vocp設為固定值，但是也可以是與輸入電壓Vin相關聯的電壓值或與切換電晶體SW的接通時間相關聯的電壓值、與SW的驅動脈波的工作週期比(on duty)相關聯的電壓值。另外，在上述實施例中，雖藉由電阻Rs進行一次側線圈的電流檢測，但是也可以檢測切換電晶體SW的接通電阻即SW的源極－汲極間電壓來進行。 [0037] 另外，在上述實施例中，雖藉由振盪電路OCS以固定頻率來產生賦予導通時序的導通信號Son，但是也可以檢測變壓器12的電流為0的時序或檢測變壓器12的電流為0且切換電晶體SW的源極－汲極間電壓為0或SW的共振電壓為極小或共振電壓減小而無法檢測的時序，而產生導通信號Son。 並且，也可以是在上述「變壓器12的電流為0」的狀態下，檢測二次側線圈的電流或將二次側線圈的電流轉換為電壓而進行檢測、且檢測在切換電晶體SW處於斷開狀態下變壓器12完成消磁且SW的電壓處於共振的狀態或二次側線圈的電壓或一次側輔助線圈的電壓處於共振的狀態，而產生導通信號Son。 [0038] 　　接著，使用圖5至圖7的時序圖來說明輸出電壓Vout被切換時的前述電源控制用IC13(圖4)的過電流保護動作。此外，圖5、圖6、圖7分別顯示輸出電壓Vout為Vout1、Vout2、Vout3(Vout1＞Vout2＞Vout3)時的動作時序，Vfb表示由取樣保持電路34b取樣的電壓，Idmg表示在變壓器12的二次側線圈的消磁期間流動的電流的變化。根據圖5至圖7可知，在顯示電流檢測端子CS的電壓Vcs的變化的波形中，電壓Vcs到達Vlim時，閘極驅動脈波Sdrv被變化為低位準，切換電晶體SW被斷開。 [0039] 　　如圖5至圖7所示，電源控制用IC13在過電流保護功能發揮作用時，在電流檢測端子CS的電壓Vcs達到上限電流檢測電壓Vlim(Vocp)而閘極驅動脈波Sdrv從高位準變化為低位準的時序t1、t4、t7中，切換電晶體SW被斷開，由此輔助線圈感應的電壓上升從而使電壓檢測端子VS的電壓Vvs也上升。另外，在時序t1、t4、t7中，取樣信號Ssamp變化為高位準，使取樣保持電路34b的開關S1接通而使電容器Ch充放電。而且，在取樣信號Ssamp變換為低位準的時序t2、t5、t8中，開關S1被斷開而此時的端子VS的電壓Vvs作為Vfb而被取樣保持電路34b的電容器Ch保持。於是，藉由電壓-電流轉換電路34c產生與保持電壓Vfb成反比例的校正電流Icomp而流向電流檢測端子CS。 [0040] 　　在此，由於輸出電壓Vout1、Vout2、Vout3為Vout1＞Vout2＞Vout3的緣故，因此與圖5相比，校正電流Icomp在圖6、圖7中變的更大，藉此提升的電壓Vcomp也變大。因此，根據圖6、圖7可知，在時序t3、t6中，閘極驅動脈波Sdrv變化為高位準而切換電晶體SW被接通，由此電流流過一次側線圈，在電流檢測端子CS的電壓Vcs上升的期間Ton中，以與不使校正電流Icomp流動的情況相比小的一次側線圈電流達到上限電流檢測電壓Vlim。此外，在輸出電流並不大的正常動作時，在電流檢測端子CS的電壓Vcs達到並非是過電流限制電壓Vocp的來自控制端子CTRL的控制電壓Vctrl的時間點，切換電晶體SW被斷開。 [0041] 　　結果，在二次側線圈的消磁期間中流動的電流Idmg變小，從而能使輸出電壓Vout越低則表觀上的過電流保護的過電流限制電壓越小。另外，藉由改變與電流檢測端子CS相連接的校正電阻Rcomp的電阻值，能改變藉由使校正電流Icomp流動而提升的電壓Vcomp的大小，藉此，如圖3中的(A)所示，能自由地設定過電流保護功能動作時的輸出過電流限制值-輸出電壓特性的傾斜。另外，藉由改變與電流檢測端子CS相連接的電流檢測電阻Rs和校正電阻Rcomp各自的電阻值，如圖3中的(B)所示，能使電流保護功能動作時的輸出過電流限制值-輸出電壓特性偏移。 [0042] 接著，說明本實施例的電源控制用IC13中的過電流保護功能動作時的輸出過電流限制值-輸出電壓特性的具體的設定方法。 當將開關週期設為Tp、將消磁時間設為Tdmg時，如以下數學式(1)所示，圖4的實施例的使用了電源控制用IC13的圖1的開關電源裝置中的輸出電流Iout成為消磁期間中的變壓器的二次側線圈電流的時間平均。 Iout=(Idmg1+ Idmg2)×0.5×Tdmg/Tp 數學式(1) [0043] 在此，週期Tp為由導通信號產生手段31決定的頻率Fsw的倒數即Tp=1/Fsw。另外，如以下數學式(2)所示，開關斷開時的消磁電流Idmg1與切換電晶體SW的接通電流Ion2處於由變壓器12的一次側線圈的匝數N1與二次側線圈的匝數N2之比N1/N2決定的比例關係。 Idmg1=N1/N2×Ion2 數學式(2) 另一方面，如以下數學式(3)所示，開關導通時的消磁電流Idmg2與切換電晶體SW的接通電流Ion1也處於由變壓器12的匝數比N1/N2決定的比例關係。 Idmg2=N1/N2×Ion1 數學式(3) [0044] 另外，如以下數學式(4)所示，消磁電流Idmg2從消磁電流Idmg1僅​​減小由輸出電壓Vout、二極體D2的正向電壓VF、變壓器的二次側電感(inductance)L2以及消磁期間Tdmg決定的值。 Idmg2=Idmg1-(Vout+Vf)/L2×Tdmg 數學式(4) 另外，如以下數學式(5)所示，接通電流Ion2從接通電流Ion1僅增加由輸入電壓Vin、變壓器的一次側電感L1、接通時間Ton決定的值。 Ion2=Ion1+(Vin/L1)×Ton 數學式(5) [0045] 另一方面，如以下數學式(6)所示，根據上限電流檢測電壓Vlim、校正電流Icomp、校正電阻Rcomp、電流檢測電阻Rs來決定接通電流Ion2。 Ion2=(Vlim-Icomp×Rcomp)/Rs 數學式(6) 當使上述等數學式(1)至(6)變形時，得到以下數學式(7)。 Iout={(Vlim-Icomp×R2)/R1×N1/N2-(0.5×(Vout+Vf))/(L2×Fsw)×(1-(Vout+Vf)/Vin×N1/N2)}×(1-(Vout+Vf)/Vin×N1/N2 數學式(7) 根據上述數學式(7)可知，輸出電流Iout為輸出電壓Vout與校正電流Icomp、校正電阻Rcomp、電流檢測電阻Rs的函數。此外，在輸出電流Iout大到過剩的過電流狀態下，上限電流檢測電壓Vlim超過過電流限制電壓Vocp而以過電流限制電壓Vocp限制的過電流保護功能進行動作，輸出電流Iout由輸出過電流限制值限制。藉此，使校正電流Icomp與電壓檢測端子VS的電壓Vvs即輸出電壓Vout相應地變化，藉此可知藉由校正電阻Rcomp與電流檢測電阻Rs的電阻值的調整能夠自由地設定過電流保護功能動作時的輸出過電流限制值-輸出電壓特性。 [0046] 　　在使用具有上述結構的電源控制用IC13來設計具有期望的輸出過電流限制值-輸出電壓特性的開關電源裝置的情況下，首先以第一輸出電壓與第二輸出電壓各自的情況下的校正電流成為第一校正電流值和第二校正電流值的電壓Vvs被施加到電壓檢測端子VS的方式來決定輔助線圈Nb的匝數以及電阻R11、R12的電阻比，接著求出前述變壓器的二次側的輸出電流在前述第一輸出電壓時成為第一輸出過電流限制值而在前述第二輸出電壓時成為第二輸出過電流限制值的開關元件的第一電流限制值和第二電流限制值，在前述第一輸出電壓以及前述第二輸出電壓且前述上限電流檢測電壓為過電流檢測電壓的情況下，決定成為前述開關元件的第一電流限制值以及第二電流限制值的、與前述電流檢測端子相連接的電流-電壓轉換用電阻元件以及校正用的電阻元件的電阻值。 [0047] 接著，使用圖8至圖12說明第一實施形態的電源控制用IC13的變形例。 在本變形例中，導通信號產生手段31由可切換頻率的振盪電路OSC構成，與輸入到控制端子CTRL的控制電壓Vctrl相應地改變頻率並產生導通信號Son這一點以及校正電流產生手段34根據電壓檢測端子VS的電壓Vvs和來自控制端子CTRL的控制電壓Vctrl來產生並輸出校正電流Icomp這一點，與上述實施例存在差異。 如圖10中的(A)的實線A所示，可切換頻率的振盪電路OSC的構成方式為：在控制端子CTRL的控制電壓Vctrl例如為1.5V以下的輸出電壓Vout低的區域內以如20kHz般低頻率Fsw來產生導通信號Son，另一方面，在控制電壓Vctrl例如為大於1.7V的輸出電壓Vout高的區域內以如65kHz般高頻率Fsw來產生導通信號Son。 [0048] 　　在如上述實施例(圖2)之類的開關電源裝置中，在很多情況下，對複數個額定輸出電壓與額定輸出電流的組合中它們的乘積為最大的最大輸出電力，進行作為輸出電壓與輸出電流的乘積的輸出電力越小則比最大輸出電力時的開關頻率低的開關頻率一方的電力轉換效率更高的設計。因而，如上所述在輸出電壓Vout低的區域內減小振盪電路OSC的頻率Fsw，藉此與在輸出電壓Vout高的區域或低的區域中均設為相同頻率的情況相比，能夠提高輸出電壓低的區域內的電力轉換效率。 此外，在不設置校正電流產生手段34而根據控制端子CTRL的控制電壓Vctrl來改變振盪電路OSC的頻率Fsw的情況下，過電流保護動作時的輸出電流與輸出電壓相應地發生較大變化(最大差：例如3A以上)，但是當設置校正電流產生手段34時提升電流檢測端子CS的電壓Vcs，藉此能夠減小過電流保護動作時的輸出電流的變化(最大差：例如0.2A以下)。 [0049] 另外，在本變形例中，控制端子CTRL的控制電壓Vctrl被輸入到最小值選擇電路35b，最小值選擇電路35b在輸出電流Iout小於輸出過電流限制值Iocp的正常動作範圍Ta內，如圖10中的(A)的虛線B所示，使上限電流檢測電壓Vlim與控制端子CTRL的控制電壓Vctrl成比例(例如0.208倍)地變化，當與Vctrl成比例的電壓(例如0.208倍)變得大於過電流限制電壓Vocp(例如0.52V)時，如範圍Tb所示，上限電流檢測電壓Vlim變為固定(=Vocp)，從而構成為過電流保護功能起作用。 [0050] 並且，在本變形例中，在前述實施例(圖3)中，如圖9中的(A)所示，校正電流產生手段34雖構成為與被輸入到控制端子CTRL的控制電壓Vctrl無關地產生固定校正電流Icomp，但是在本變形例中，如圖9中的(B)所示，產生與控制端子CTRL的控制電壓Vctrl相應地的校正電流Icomp。 另外，當輸出電壓Vout被切換為Vout1、Vout2、Vout3、Vout4(Vout1＞Vout2＞Vout3＞Vout4)時，校正電流產生手段34以與此相應地按照不同校正電流-控制電壓特性(Icomp-Vctrl特性)來產生校正電流Icomp的方式來構成。此外，如圖9中的(C)所示，亦可以校正電流-控制電壓特性以預定電壓(在圖中大約1.5V)以階梯(step)狀地變化的方式設計校正電流產生手段34。 [0051] 　　在前述實施例(圖2)的電源裝置中，雖根據電壓檢測端子VS的電壓Vvs來改變校正電流Icomp的大小，但是相對於來自控制端子CTRL的控制電壓Vctrl則是固定的(參照圖9中的(A) )。在前述情況下，關於相對於輸出電流Iout的開關頻率的特性，如圖11中的(A)所示，例如在Iout=1A與Vout=20V相比Vout=5V的開關頻率更高，與此相對，在藉由校正電流產生手段34使流過校正電阻Rcomp的校正電流Icomp的大小相對於控制電壓Vctrl變化的本變形例的電源裝置中，相對於輸出電流Iout的開關頻率的特性係如圖11中的(B)所示，例如在Iout=1A與Vout=20V相比Vout=5V的開關頻率更低。結果，存在具有期望的輸出過電流限制值的電源裝置的設計自由度更大並且以低輸出電壓得到高電力轉換效率這種優點。 [0052] 圖12係顯示產生與電壓檢測端子VS的電壓Vvs以及控制端子CTRL的控制電壓Vctrl相應的校正電流Icomp的本變形例中的校正電流產生手段34的具體例。 如圖12所示，校正電流產生手段34具備將電壓檢測端子VS(以下亦稱VS端子)的電壓Vvs和控制端子CTRL(以下亦稱CTRL端子)的控制電壓Vctrl設為輸入的運算電路34d，電壓-電流轉換電路34c將運算電路34d的輸出電壓轉換為電流，藉此產生並輸出與VS端子的電壓Vvs和CTRL端子的電壓Vctrl相應的校正電流Icomp。另外，取樣保持電路34b設置於運算電路34d與電壓-電流轉換電路34c之間，且具備兩組取樣開關與電容器，並以具有低通濾波器(low pass filter)的功能的方式來構成。此外，取樣保持電路34b也可以設置於運算電路34d的前段。 [0053] 運算電路34d係由：用於選擇控制端子CTRL的控制電壓Vctrl或預先設定的基準電壓Vref2中較大的電壓的最大值選擇電路SEL、將最大值選擇電路SEL的輸出電壓進行分壓的電阻R31、R32、將電壓檢測端子VS的電壓Vvs進行阻抗轉換並輸出的電壓隨耦器(voltage follower)BUF以及將對最大值選擇電路SEL的輸出電壓進行分壓而得到的電壓和電壓隨耦器BUF的輸出電壓設為輸入的減法電路SUB所構成，電壓-電流轉換電路34c產生與CTRL端子的電壓Vctrl和VS端子的電壓Vvs的電位差相應的電流並作為校正電流Icomp來輸出。 [0054] (第二實施形態) 接著，說明本發明的開關電源裝置的第二實施形態。 圖13係顯示應用了第二實施形態的作為開關電源裝置的DC-DC轉換器的電路結構圖。 第二實施形態的開關電源裝置具有能夠根據來自負載側的裝置的請求來切換輸出電壓的功能，並且能夠自由地設計輸出電壓與輸出漣波之間的關係。因此，與圖2所顯示的第一實施形態的開關電源裝置同樣地，設置有產生與電壓檢測端子VS的電壓相應的電流並使校正電流Icomp流向電流檢測端子CS的校正電流產生手段34以及與電流檢測端子CS相連接的校正電阻Rcomp。 [0055] 構成第二實施形態的開關電源裝置的電源控制用IC13與構成圖2所顯示的第一實施形態的開關電源裝置的電源控制用IC13存在兩種較大的差異。 第一差異在於，相對於在第一實施形態的電源控制用IC13中對產生關斷信號Soff的關斷信號產生手段32輸入上限電流檢測電壓Vlim，在構成第二實施形態的電源控制用IC13中則是輸入控制端子CTRL的控制電壓Vctrl。 第二差異在於，相對於在第一實施形態的電源控制用IC13中賦予使切換電晶體SW接通的時序的導通信號產生手段31以預定頻率來產生導通信號Son，在第二實施形態的電源控制用IC13中則是以與控制端子CTRL的控制電壓Vctrl相應的頻率來產生導通信號Son。 [0056] 　　在此，說明改變第二實施形態中的校正電阻Rcomp和電流檢測電阻Rs的電阻值時的電源控制用IC13的動作。 如上所述，在如專利文獻2所記載的以往的開關電源裝置中，由於在將輸出電壓切換為低電壓時係將開關頻率設定的較低，因此存在輸出漣波變大這樣的問題。 在第二實施形態中係與第一實施方式相同地，當由校正電流產生手段34所產生的校正電流Icomp流向校正電阻Rcomp時變成提升電流檢測端子CS的電壓，因此校正電流Icomp越大則電流檢測電壓Vcs越高，與並未設置校正電阻Rcomp和校正電流產生手段34的電源控制用IC13相比關斷信號Soff的產生時序提前。因此，藉由在輸出電壓低時使較大的校正電流Icomp流動，能避免將輸出電壓切換為低電壓時開關頻率降低這一情況從而能夠防止輸出漣波變大。 [0057] 在圖14中的(A)顯示連接校正電阻Rcomp或較大地設定校正電阻Rcomp的電阻值而切換輸出電壓時的開關頻率-輸出電流特性，在圖14中的(B)顯示並未連接校正電阻Rcomp或較小地設定校正電阻Rcomp的電阻值而切換輸出電壓時的開關頻率-輸出電流特性。 在圖14中的(A)與(B)中，實線C1係輸出電壓為Vout1時的特性，虛線C2係輸出電壓為Vout2(Vout1＞Vout2)時的特性。在無校正電阻Rcomp或校正電阻Rcomp的電阻值小的情況下，如圖14中的(B)的特性線C2所示，即使輸出電流Iout隨著輸出電壓增加(Vout2)而增加，開關頻率Fsw也難以增加。 [0058] 與此相對，在加大校正電阻Rcomp的電阻值的情況下，如圖14中的(A)的特性線C2所示，在輸出電壓高的情況下也與輸出電壓低的情況同樣，與輸出電流Iout增加相應地開關頻率Fsw變高。結果，即使將輸出電壓切換為低電壓，也能夠防止輸出漣波增加。而且，藉由改變外置校正電阻Rcomp的電阻值，能夠改變圖14中的(A)的特性線C2。 如此，在第二實施形態的開關電源裝置中，能夠自由地設計輸出電壓與輸出漣波之間的關係。此外，也能夠根據開關頻率即振盪電路的頻率來調整輸出漣波，頻率越高則越能夠減小輸出漣波，另一方面，通常具有以下趨勢：當增加頻率時電力轉換效率下降。因而，根據輸出漣波與電力轉換效率的折衷關係來設定振盪電路的頻率為較佳。 [0059] 圖15係顯示圖13的電源控制用IC13的具體電路結構例。 如圖15所示，在本實施例的電源控制用IC13中，產生導通信號Son的導通信號產生手段31係由振盪電路OSC構成，前述振盪電路OSC頻率與控制端子CTRL的控制電壓Vctrl相應地變化。但是，也可以是頻率固定的振盪電路。 產生關斷信號Soff的關斷信號產生手段32係由電壓比較電路CMP構成，前述電壓比較電路CMP係將控制端子CTRL的控制電壓Vctrl與電流檢測端子CS的電壓Vcs進行比較。與第一實施形態(圖4)同樣地，也可以由過電流限制電壓產生手段35a、最小值選擇電路35b以及前述電壓比較電路CMP來構成關斷信號產生手段32，前述過電流限制電壓產生手段35a係產生過電流限制電壓Vocp，前述的最小值選擇電路35b係將過電流限制電壓Vocp和來自控制端子CTRL的控制電壓Vctrl中較低的電壓選擇為上限電流檢測電壓Vlim，前述電壓比較電路CMP係將上限電流檢測電壓Vlim(Vocp或Vctrl)與電流檢測端子CS的電壓Vcs進行比較。 [0060] 由於驅動脈波產生手段33和校正電流產生手段34具有與第一實施形態(圖4)相同的結構，因此省略說明。 在本實施例中，二次側的輸出電壓Vout也構成為根據來自負載裝置的切換指令進行切換。如圖14中的(C)所示，構成校正電流產生手段34的電壓-電流轉換電路34c產生輸出電壓Vout越低則越大而輸出電壓Vout越高則越小的校正電流Icomp，並使其構成為流向電流檢測端子CS。 [0061] 此外，在圖15的實施例的電源控制用IC13中，雖藉由振盪電路OSC以與控制端子CTRL的控制電壓Vctrl相應地變化的可變頻率來產生賦予導通時序的導通信號Son，但是也可以檢測變壓器12的電流成為0的時序或檢測變壓器12的電流且切換電晶體SW的源極－汲極間電壓為0或SW的共振電壓為極小或共振電壓減小而無法檢測的時序，以與經過了控制端子CTRL的控制電壓Vctrl相應的時間為條件，且以上述檢測時序來產生導通信號Son。 並且，在上述「變壓器12的電流為0」的狀態下，也可以檢測二次側線圈的電流或將二次側線圈的電流轉換為電壓並檢測、檢測開關SW處於斷開狀態且變壓器完成消磁，開關SW的電壓處於共振的狀態或二次側線圈的電壓或一次側輔助線圈的電壓處於共振的狀態，從而產生導通信號Son。 [0062] 接著，使用圖16和圖17的時序圖來說明輸出電壓Vout被切換時的前述電源控制用IC13(圖15)的動作。此外，圖16和圖17分別顯示輸出電壓Vout為Vout1、Vout2(Vout1＞Vout2)並且輸出電流Iout分別為相同的Iout1時的動作時序，Vfb係表示由取樣保持電路34b取樣的電壓，Idmg係表示在變壓器12的二次側線圈的消磁期間流動的電流變化。另外，在顯示電流檢測端子CS的電壓Vcs的變化的波形中，在Vcs達到控制端子CTRL的控制電壓Vctrl的時間點使切換電晶體SW斷開。 [0063] 如圖16和圖17所示，電源控制用IC13在電流檢測端子CS的電壓Vcs達到從二次側被輸入到控制端子CTRL的控制電壓Vctrl且閘極驅動脈波Sdrv從高位準變化為低位準的時序t1、t4、t7中，藉由切換電晶體SW被斷開從而使輔助線圈感應的電壓上升而電壓檢測端子VS的電壓Vvs也上升。另外，在時序t1、t4、t7中，取樣信號Ssamp變化為高位準並且取樣保持電路34b的開關S1被接通而對電容器Ch進行充放電。而且，在取樣信號Ssamp變化為低電平的時序t2、t5、t8中，開關S1被斷開，此時的端子VS的電壓Vvs作為Vfb而被取樣保持電路34b的電容器Ch保持。於是，藉由電壓-電流轉換電路34c產生與保持電壓Vfb成反比的校正電流Icomp而流向電流檢測端子CS。 [0064] 在此，由於輸出電壓Vout1、Vout2為Vout1＞Vout2，因此校正電流Icomp與圖16相比在圖17中變得更大，藉此使提升的電壓Vcomp變大。因此，在時序t3、t6中藉由閘極驅動脈波Sdrv變化為高位準並且切換電晶體SW被接通，從而使電流流過一次側線圈，而在電流檢測端子CS的電壓Vcs上升期間(Ton)中，以小於校正電流Icomp較小的情況的檢測電壓Vr即開關的電流峰值Ion2達到來自二次側的控制電壓Vctrl。藉此，由於輸出電壓Vout低於Vout2的緣故，因此由輸出電壓檢測單元14控制Vctrl使得成為Vout=Vout2的結果是，Vctrl上升並且開關頻率上升。即，開關週期縮短。 也就是說，在校正電流Icomp為零或校正電阻Rcomp的電阻值為零的情況下，導致開關週期變長，輸出漣波變大。 相對於此，在本實施例中，如上所述，開關週期縮短，輸出漣波變小。 [0065] 接下來說明本實施例的電源控制用IC13中的開關頻率-輸出電流特性的設定方法。 當將開關週期設為Tp、將消磁時間設為Tdmg時，如以下數學式(8)所示，使用圖10的實施例的電源控制用IC13的開關電源裝置中的輸出電流Iout成為消磁期間中的變壓器的二次側線圈電流的時間平均。 Iout=(Idmg1+ Idmg2)×0.5×Tdmg/Tp 數學式(8) [0066] 在此，週期Tp為藉由過電流保護功能決定的頻率Fsw的倒數即Tp=1/Fsw。另外，如以下數學式(9)所示，消磁期間Tdmg與消磁期間的變壓器二次側線圈電流峰值Idmg1、變壓器二次側線圈的電感L2成比例，與輸出電壓Vout和二極體D2的正向電壓VF之和成反比。 Tdmg=( L2×Idmg1)/ (Vout+Vf) 數學式(9) 另外，如以下數學式(10)所示，關斷時的消磁電流Idmg1與開關的電流峰值Ion2處於由變壓器12的一次側線圈與二次側線圈的匝數比N1/N2決定的比例關係。 Idmg1=(N1/N2)×Ion2 數學式(10) [0067] 另一方面，如以下數學式(11)所示，根據來自端子CTRL的控制電壓Vctrl、電流檢測電阻Rs、校正電流Icomp以及校正電阻Rcomp來決定開關的電流峰值Ion2。 Ion2=(Vctrl-Rcomp×Icomp)/Rs 數學式(11) 另外，如以下數學式(12)所示，變壓器的一次側線圈與二次側線圈的電感比L1/L2成為匝數比N1/N2的平方。 L1/L2=(N1/N2)2 數學式(12) 當整理以上數學式(8)至(12)時，如以下數學式(13)所示，可知開關頻率Fsw成為與輸出電壓Vout、輸出電流Iout、端子CTRL的控制電壓Vctrl、電流檢測電阻Rs、校正電流Icomp有關的數學式。 Fswt=(2×(Vout+Vf)×Iout)/L1×(Rs/(Vctrl-Rcomp×Icomp))2 數學式(13) [0068] 在此，當考慮將振盪電路OSC設計成控制電壓Vctrl與振盪電路OSC的頻率Fsw的關係處於如圖18中的(C)所示的關係時，例如在將電流檢測電阻Rs設為相同電阻值的狀態下，將校正電阻Rcomp的電阻值例如設定為如4kΩ那樣高的值，設計成Vctrl-Iout處於如圖18中的(A)所示的關係，由此能夠得到如圖14中的(A)所顯示的開關頻率-輸出電流特性，另一方面，設計成Vctrl-Iout處於如圖18中的(B)所示的關係，由此能夠得到如圖14中的(B)所示的開關頻率-輸出電流特性。 此外，在圖18中的(A)、(B)中，實線C1表示輸出電壓為Vout1時的特性，虛線C2表示輸出電壓為Vout2(Vout1＞Vout2)時的特性。 [0069] 　　在使用具有上述結構的電源控制用IC13來設計具有期望的特性且漣波小的開關電源裝置的情況下，首先決定前述變壓器的二次側的輸出電壓為第一值並且輸出電流為第一值中的前述上限電流檢測電壓的第一值，以在前述變壓器的二次側的輸出電壓為第一值並且輸出電流為第一值時前述上限電流檢測電壓為前述第一值的方式，來決定與前述電流檢測端子相連接的電流-電壓轉換用電阻元件的電阻值，且決定前述變壓器的二次側的輸出電壓為第二值並且輸出電流為第二值中的前述上限電流檢測電壓的第二值，根據藉由前述校正電流產生電路流動的與前述變壓器的二次側的輸出電壓相應的前述校正電流的值，以輸出電壓為第二值並且輸出電流為第二值中的前述上限電流檢測電壓成為前述第二值並且前述開關元件的接通、斷開動作的頻率不會低於預定值的方式來決定前述校正用的電阻元件的電阻值。此外，在相對於輸出電壓檢測信號的增加，頻率相等或高的情況下能夠得到漣波抑制效果。 [0070] (第三實施形態) 接著，說明本發明的開關電源裝置的第三實施形態。 圖13係顯示應用本發明的作為開關電源裝置的DC-DC轉換器的第三實施形態的電路結構圖。 第三實施形態的開關電源裝置係將第一實施形態與第二實施形態進行組合而成，具有能夠根據來自負載側的裝置的請求來切換輸出電壓的功能，並且能夠自由地設計輸出電壓與過電流保護動作時的輸出電流的關係以及輸出電壓與輸出漣波的關係。因此，與圖2所顯示的第一實施形態的開關電源裝置同樣地，設置有產生與電壓檢測端子VS的電壓相應的電流而使校正電流Icomp流向電流檢測端子CS的校正電流產生手段34以及與電流檢測端子CS相連接的校正電阻Rcomp。 [0071] 第三實施形態的開關電源裝置與圖2所顯示的第一實施方式的開關電源裝置存在兩種較大的差異。 第一差異在於，明確地顯示在第一實施形態的電源控制用IC中從電流限制值決定手段35對產生關斷信號Soff的關斷信號產生手段32輸入上限電流檢測電壓Vlim，相對於此，在第三實施形態的電源控制用IC中，電流限制值決定手段35選擇過電流限制電壓Vocp或被輸入到控制端子CTRL的控制電壓Vctrl的任一個並且作為上限電流檢測電壓Vlim來輸入。 第二差異在於，在第一實施形態的電源控制用IC中賦予使切換電晶體SW接通的時序的導通信號產生手段31以預定頻率來產生導通信號Son，相對於此，在第二實施形態的電源控制用IC中以與控制端子CTRL的控制電壓Vctrl相應的頻率來產生導通信號Son。 [0072] 圖20係顯示圖19的電源控制用IC的具體電路結構例。 如圖20所示，在本實施例的電源控制用IC13中，產生導通信號Son的導通信號產生手段31由頻率與控制端子CTRL的控制電壓Vctrl相應地變化的振盪電路OSC構成。 電流限制值決定手段35係由過電流限制電壓產生手段35a，係產生過電流限制電壓Vocp；以及最小值選擇電路35b，係選擇過電流限制電壓Vocp或來自控制端子CTRL的控制電壓Vctrl中較低的電壓所構成，產生關斷信號Soff的關斷信號產生手段32係由電壓比較電路CMP構成，前述電壓比較電路CMP將由最小值選擇電路35b選擇的電壓Vlim(Vocp或Vctrl)與電流檢測端子CS的電壓Vcs進行比較。 [0073] 驅動脈波產生手段33係由RS正反器33a和驅動電路(驅動器)33b等構成，前述RS正反器33a藉由從導通信號產生手段31產生的導通信號Son來設置，且藉由從關斷信號產生手段32產生的關斷信號Soff來復位；前述驅動電路(驅動器)33b根據前述RS正反器33a的輸出來產生與外部端子DRV相連接的切換電晶體SW的閘極驅動脈波Sdrv。 [0074] 校正電流產生手段34係由單次脈波產生電路34a、取樣保持電路34b、電壓-電流轉換電路34c以及開關S2等所構成，前述單次脈波產生電路34a係檢測RS正反器33a的輸出的下降並產生採樣信號Ssamp；前述採樣保持電路34b係由藉由取樣信號Ssamp來接通、斷開的開關S1和電容器Ch所構成，且對電壓檢測端子VS的電壓Vvs進行取樣；前述電壓-電流轉換電路34c係將取樣的電壓轉換為電流；前述開關S2係根據RS正反器33a的輸出與開關S1互補地接通、斷開，並且使電壓-電流轉換電路34c的輸出電流流向電流檢測端子CS。 [0075] 二次側的輸出電壓Vout係根據來自負載裝置的切換指令使輸出電壓檢測電路14(參照圖1)的輸出變化，且因應此輸出變化使被輸入至控制端子CTRL的控制電壓Vctrl產生變化，從而能夠進行切換，電壓-電流轉換電路34c係以產生輸出電壓Vout越低則越大的校正電流Icomp且輸出電壓Vout越高則越小的校正電流Icomp，並使其流向電流檢測端子CS的方式來構成。 在本實施例中，藉由適當地設定與電流檢測端子CS相連接的校正電阻Rcomp的電阻值或校正電阻Rcomp以及電流檢測電阻Rs的電阻值，如圖4中的(A)、(B)所示，能設計成過電流保護功能起作用時的輸出電流-輸出電壓特性成為期望的特性，並且如圖18中的(A)、(B)所示，能夠設計成開關頻率-輸出電流特性成為期望的特性。此外，當藉由改變校正電阻Rcomp的電阻值來調整一個特性時其它特性也發生變化，因此賦予順序優先順位且考慮平衡地進行設計即可。 [0076] 以上，根據實施形態具體地說明了由本發明人完成的發明，但是本發明並不限定於前述實施形態。例如，在前述實施形態中，將使電流間歇地流過變壓器的一次側線圈的切換電晶體SW設為與電源控制用IC13分開的元件，但是也可以將前述切換電晶體SW安裝到電源控制用IC13中而作為一個半導體積體電路來構成。 [0077] 另外，在前述實施形態中，雖將校正電阻Rcomp和電流檢測電阻Rs作為電源控制用IC13的外置元件來構成，但是也可以將校正電阻Rcomp或校正電阻Rcomp和電流檢測電阻Rs作為可切換電阻值的元件而形成於電源控制用IC13的晶片上，並能夠藉由雷射或遮罩選項(mask option)使得可選擇設定電阻值。 另外，在前述實施形態中，作為二次側線圈Ns感應的交流電壓的整流手段係將二次側線圈Ns串聯地與二極體D2進行連接，但也能以將二次側線圈Ns串聯地與同步整流電路等整流電路進行連接的方式來構成作為其它整流手段。 並且，在前述實施形態中，說明了將本發明應用於構成返馳方式的AC-DC轉換器的電源控制用IC的情況，但是本發明亦能應用於構成單向型或準共振型的AC- DC轉換器的電源控制用IC。
[0078]
10‧‧‧AC電源
11‧‧‧二極體電橋電路
12‧‧‧變壓器
13‧‧‧電源控制電路(電源控制用IC)
14‧‧‧二次側電路(輸出電壓檢測電路)
15‧‧‧光電耦合器
16‧‧‧輸出電壓切換手段
17‧‧‧負載裝置
31‧‧‧導通信號產生手段
32‧‧‧關斷信號產生手段
33‧‧‧驅動脈波產生手段
33a‧‧‧RS正反器
33b‧‧‧驅動電路(驅動器)
34‧‧‧校正電流產生手段
34a‧‧‧單次脈波產生電路
34b‧‧‧取樣保持電路
34c‧‧‧電壓-電流轉換電路
34d‧‧‧運算電路
35‧‧‧電流限制值決定手段
35a‧‧‧過電流限制電壓產生手段
35b‧‧‧最小值選擇電路
AMP‧‧‧誤差放大器
BUF‧‧‧電壓隨耦器
Ch‧‧‧電容器
CMP‧‧‧電壓比較電路
CS‧‧‧電流檢測端子
CTRL‧‧‧控制端子
C0~C2‧‧‧平滑用電容器
DRV‧‧‧外部端子
D0、D2‧‧‧整流用二極體
GND‧‧‧接地點
Icomp‧‧‧校正電流
Idmg‧‧‧電流
Ion1、Ion2‧‧‧接通電流(電流峰值)
Iout‧‧‧輸出電流
Nb‧‧‧輔助線圈
Np‧‧‧一次側線圈
Ns‧‧‧二次側線圈
Rcomp‧‧‧校正電阻
Rs‧‧‧電流檢測電阻
R11、R12、R21、R22、R31~R34‧‧‧電阻
Sdrv‧‧‧閘極驅動脈波
SEL‧‧‧最大值選擇電路
Soff‧‧‧關斷信號
Son‧‧‧導通信號
Ssamp‧‧‧取樣信號
SUB‧‧‧減法電路
SW‧‧‧切換電晶體
S1、S2‧‧‧開關
Vaux‧‧‧電壓
Vcs‧‧‧電流檢測電壓
Vctrl‧‧‧控制電壓
VDD‧‧‧電源電壓端子
Vfb‧‧‧保持電壓
Vin‧‧‧輸入電壓
Vlim‧‧‧上限電流檢測電壓
Vocp‧‧‧過電流限制電壓
Vout‧‧‧輸出電壓
Vr‧‧‧檢測電壓
Vref、Vref2‧‧‧基準電壓
VS‧‧‧電壓檢測端子
Vvs‧‧‧電壓檢測端子的電壓
[0020] 圖1係顯示作為本發明的開關電源裝置的AC-DC轉換器的一個實施形態的電路結構圖。 　　圖2係顯示圖1的AC-DC轉換器中的變壓器的一次側開關電源控制電路(電源控制用IC)的第一實施形態的方塊圖。 　　圖3中的(A)係顯示在使用了第一實施形態的電源控制用IC的AC-DC轉換器中已改變校正電阻的電阻值時的過電流保護功能動作時的輸出過電流限制值-輸出電壓特性的變化情形的圖表，圖3中的(B)係顯示已改變校正電阻和電流檢測電阻的抵抗值時的過電流保護功能動作時的輸出過電流限制值-輸出電壓特性的變化情形的圖表，圖3中的(C)係顯示第一實施形態的電源控制用IC中的輸出電壓與校正電流之間的關係的圖表。 　　圖4係顯示第一實施形態的電源控制用IC的具體電路結構例的電路結構圖。 　　圖5係顯示在第一實施形態中輸出電壓被控制為高位準時的電源控制用IC的各部電壓或電流的變化情形的波形圖。 　　圖6係顯示在第一實施形態中輸出電壓被控制為中間位準時的電源控制用IC的各部電壓或電流的變化情形的波形圖。 圖7係顯示在第一實施形態中輸出電壓被控制為低位準時的電源控制用IC的各部電壓或電流的變化情形的波形圖。 圖8係顯示第一實施形態的電源控制用IC的變形例的電路結構圖。 圖9中的(A)係顯示第一實施形態的實施例的校正電流產生手段中的校正電流-控制電壓特性的圖表，圖9中的(B)係顯示變形例的校正電流產生手段中的校正電流-控制電壓特性的圖表，圖9中的(C)係顯示變形例的校正電流產生手段中的校正電流-控制電壓特性的其它例的圖表。 　　圖10係顯示已藉由變形例的電壓選擇手段選擇的上限電流檢測電壓-控制電壓特性以及振盪電路的頻率(Fsw)-控制電壓特性的圖表。 　　圖11中的(A)係顯示第一實施形態的實施例中的開關頻率(Fsw)-輸出電流特性的圖表，圖11中的(B)係顯示變形例中的開關頻率(Fsw)-輸出電流特性的圖表。 圖12係顯示第一實施形態的電源控制用IC的變形例中的校正電流產生手段的具體例的電路結構圖。 　　圖13係顯示電源控制用IC的第二實施形態的方塊圖。 　　圖14中的(A)係顯示已使用第二實施形態的電源控制用IC的AC-DC轉換器中增大校正電阻的電阻值時的開關頻率-輸出電流特性的變化情形的圖表，圖14中的(B)係顯示減小校正電阻的電阻值時的開關頻率-輸出電流特性的變化情形的圖表，圖14中的(C)係顯示第二實施形態的電源控制用IC中的輸出電壓與校正電流之間的關係的圖表。 圖15係顯示第二實施形態的電源控制用IC的具體電路結構例的電路結構圖。 　　圖16係顯示在第二實施形態中輸出電壓被控制為高電壓時的電源控制用IC的各部電壓的變化情形的波形圖。 　　圖17係顯示在第二實施形態中輸出電壓被控制為低電壓時的電源控制用IC的各部電壓的變化情形的波形圖。 　　圖18中的(A)係顯示已使用第三實施形態的電源控制用IC的AC-DC轉換器中增大校正電阻的電阻值時的控制電壓-輸出電流特性的變化情形的圖表，圖18中的(B) 係顯示減小校正電阻的電阻值時的控制電壓-輸出電流特性的變化情形的圖表，圖18中的(C)係顯示第三實施形態的電源控制用IC中的開關頻率與控制電壓之間的關係的圖表。 　　圖19係顯示電源控制用IC的第三實施形態的方塊圖。 圖20係顯示第三實施形態的電源控制用IC的具體電路結構例的電路結構圖。

Claims (10)

  1. 一種電源控制用半導體裝置，係產生並輸出驅動脈波，前述驅動脈波根據與流過電壓轉換用的變壓器的一次側線圈的電流成比例的電壓和來自前述變壓器的二次側的輸出電壓檢測信號對用於使電流間歇地流過前述變壓器的一次側線圈的開關元件進行接通、斷開控制，且具備： 電流檢測端子，係被施加與流過前述一次側線圈的電流成比例的電壓； 過電流檢測電路，係用於將與施加到前述電流檢測端子的電壓相應的電壓與上限電流檢測電壓進行比較來檢測前述變壓器的二次側電路的過電流狀態； 導通信號產生電路，係產生周期地使前述開關元件成為接通狀態的導通信號； 關斷信號產生電路，係根據前述過電流檢測電路已檢測出過電流狀態而產生使前述開關元件成為斷開狀態的控制信號；以及 校正電流產生電路，係使與前述變壓器的二次側的輸出電壓相應的校正電流流向前述電流檢測端子； 由前述校正電流產生電路所產生的校正電流係構成為以流過與前述電流檢測端子相連接的校正用的電阻元件的方式，從而使施加於前述電流檢測端子的電壓偏移。
  2. 如請求項1所記載之電源控制用半導體裝置，具有： 控制端子，係被輸入前述輸出電壓檢測信號；以及 過電流限制電壓產生手段，係產生預定的過電流限制電壓； 前述關斷信號產生電路具備： 電壓選擇手段，係將與前述控制端子的電壓相應的電壓或與前述過電流限制電壓中較低的電壓作為前述上限電流檢測電壓進行選擇；以及 電壓比較電路，係對由前述電壓選擇手段選擇的前述上限電流檢測電壓和與施加到前述電流檢測端子的電壓相應的電壓進行比較。
  3. 如請求項1或2所記載之電源控制用半導體裝置，其中前述變壓器係具備輔助線圈的變壓器； 前述校正電流產生電路具備： 取樣保持電路，係在前述開關元件關斷之後，在前述變壓器的消磁期間將與由前述輔助線圈感應的電壓或對前述感應的電壓分壓而得到的電壓相應的電壓取入並保持；以及 電壓-電流轉換電路，係產生與前述取樣保持電路保持的電壓相應的電流。
  4. 如請求項3所記載之電源控制用半導體裝置，其中前述校正電流產生電路係構成為根據前述輸出電壓檢測信號以及前述輔助線圈感應的電壓或將前述感應的電壓分壓而得到的電壓，產生前述校正電流，使得在輸出電壓檢測信號高時成為與輸出電壓檢測信號低時相等或比輸出電壓檢測信號低時更大的電流值。
  5. 如請求項1或2所記載之電源控制用半導體裝置，其中前述導通信號產生電路具備以預定頻率產生振盪信號的振盪電路； 前述振盪電路係以產生與被輸入前述輸出電壓檢測信號的控制端子的電壓相應的頻率的振盪信號的方式所構成。
  6. 一種開關電源裝置，係具備： 如請求項1至5中任一項所記載之電源控制用半導體裝置； 電壓轉換用的變壓器； 開關元件，係與前述變壓器的一次側線圈串聯連接； 電流-電壓轉換用電阻元件，係與前述開關元件串聯連接，且將電流-電壓轉換後的電壓施加於前述電流檢測端子； 輸出電壓檢測手段，係檢測前述變壓器的二次側的輸出電壓並將檢測信號輸出至前述電源控制用半導體裝置；以及 校正用的電阻元件，係連接在前述電流檢測端子與前述電流-電壓轉換用電阻元件的一個端子之間。
  7. 一種開關電源裝置的設計方法，係使用請求項3所記載之電源控制用半導體裝置，且具有以下步驟： 以第一輸出電壓和第二輸出電壓各自的情況下的校正電流成為第一校正電流值和第二校正電流值的電壓施加於已被施加前述輔助線圈的感應電壓或將前述感應電壓進行分壓而得到的電壓的端子的方式，決定輔助線圈的匝數和分壓比； 求出前述變壓器的二次側的輸出電流在前述第一輸出電壓時成為第一輸出電流值且在前述第二輸出電壓時成為第二輸出電流值的開關元件的第一電流限制值和第二電流限制值；以及 在前述第一輸出電壓以及前述第二輸出電壓且前述上限電流檢測電壓為過電流限制電壓的情況下，以成為前述開關元件的前述第一電流限制值以及前述第二電流限制值的方式，決定與前述電流檢測端子相連接的電流-電壓轉換用電阻元件以及校正用的電阻元件的電阻值。
  8. 一種開關電源裝置的設計方法，係使用請求項5所記載之電源控制用半導體裝置，且具有以下步驟： 決定前述變壓器的二次側的輸出電壓為第一值並且輸出電流為第一值中之前述上限電流檢測電壓的第一值； 以在前述變壓器的二次側的輸出電壓為第一值且輸出電流為第一值時前述上限電流檢測電壓成為前述第一值的方式，決定與前述電流檢測端子相連接的電流-電壓轉換用電阻元件的電阻值； 決定前述變壓器的二次側的輸出電壓為第二值且輸出電流為第二值中的前述上限電流檢測電壓的第二值；以及 根據藉由前述校正電流產生電路而流動之與前述變壓器的二次側的輸出電壓相應的前述校正電流的值，以輸出電壓為第二值且輸出電流為第二值中的前述上限電流檢測電壓成為前述第二值且前述開關元件的接通、斷開動作頻率不低於預定值的方式，決定前述校正用的電阻元件的電阻值。
  9. 一種電源控制用半導體裝置，係產生並輸出驅動脈波，前述驅動脈波根據與流過電壓轉換用的變壓器的一次側線圈的電流成比例的電壓和來自前述變壓器的二次側的輸出電壓檢測信號對用於使電流間歇地流過前述變壓器的一次側線圈的開關元件進行接通、斷開控制，且具備： 電流檢測端子，係被施加與流過前述一次側線圈的電流成比例的電壓； 校正用的電阻元件，係形成為能夠調整與前述電流檢測端子相連接的電阻值； 過電流檢測電路，係用於將與施加到前述電流檢測端子的電壓相應的電壓與上限電流檢測電壓進行比較來檢測前述變壓器的二次側電路的過電流狀態； 導通信號產生電路，係產生周期地使前述開關元件成為接通狀態的導通信號； 關斷信號產生電路，係根據前述過電流檢測電路已檢測出過電流狀態而產生使前述開關元件成為斷開狀態的控制信號；以及 校正電流產生電路，係使與前述變壓器的二次側的輸出電壓相應的校正電流經由前述電阻元件流向前述電流檢測端子； 前述過電流檢測電路係構成為由前述校正電流產生電路所產生的校正電流流過前述校正用的電阻元件，藉此將與施加到前述電流檢測端子的電壓被偏移的電壓相應的電壓與前述上限電流檢測電壓進行比較而能檢測前述過電流狀態。
  10. 一種開關電源裝置，係具備： 如請求項9所記載之電源控制用半導體裝置； 電壓轉換用的變壓器； 開關元件，係與前述變壓器的一次側線圈串聯連接； 電流-電壓轉換用電阻元件，係與前述開關元件串聯連接，且將電流-電壓轉換後的電壓施加於前述電流檢測端子；以及 輸出電壓檢測手段，係檢測前述變壓器的二次側的輸出電壓並將檢測信號輸出至前述電源控制用半導體裝置； 前述開關電源裝置係構成為藉由前述電源控制用半導體裝置所產生之驅動脈波藉此使前述開關元件接通、斷開。
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