JPH073832Y2 - スイッチング電源の突入電流防止回路 - Google Patents
スイッチング電源の突入電流防止回路Info
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- JPH073832Y2 JPH073832Y2 JP8633689U JP8633689U JPH073832Y2 JP H073832 Y2 JPH073832 Y2 JP H073832Y2 JP 8633689 U JP8633689 U JP 8633689U JP 8633689 U JP8633689 U JP 8633689U JP H073832 Y2 JPH073832 Y2 JP H073832Y2
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Description
【考案の詳細な説明】 〈産業上の利用分野〉 本考案はスイッチング電源の起動時に発生する突入電流
の発生を防止する回路に係り、特に軽負荷状態でも確実
に動作する特性を得る改良に関する。
の発生を防止する回路に係り、特に軽負荷状態でも確実
に動作する特性を得る改良に関する。
〈従来の技術〉 第５図は従来のスイッチング電源の突入電流防止回路を
示す回路図である。図において、突入制限用FETQ1はド
レイン側に直流電圧Vinが印加され、ソース側にパワー
トランスT1の一次巻線n11が接続され、ゲート−ソース
間電位VGSに従ってオンオフされる。メインスイッチン
グ素子Q3は一端がパワートランスT1の一次巻線n11が接
続されるもので、ドライブトランスT2を介してPWM制御
回路より送られる制御信号がゲート端子に入力され、こ
の制御信号によりスイッチング動作をしている。すると
パワートランスT1の二次巻線n12にスイッチング信号が
誘起されるので、ダイオードD11,D12で整流し、チョー
クコイルL11で高周波数成分を除去し、コンデンサC11で
平滑化して出力電圧Voutを得ている。PWM制御回路は出
力電圧Voutが所定の基準電圧Vrefに安定化されるよう
に、制御信号を出力している。
示す回路図である。図において、突入制限用FETQ1はド
レイン側に直流電圧Vinが印加され、ソース側にパワー
トランスT1の一次巻線n11が接続され、ゲート−ソース
間電位VGSに従ってオンオフされる。メインスイッチン
グ素子Q3は一端がパワートランスT1の一次巻線n11が接
続されるもので、ドライブトランスT2を介してPWM制御
回路より送られる制御信号がゲート端子に入力され、こ
の制御信号によりスイッチング動作をしている。すると
パワートランスT1の二次巻線n12にスイッチング信号が
誘起されるので、ダイオードD11,D12で整流し、チョー
クコイルL11で高周波数成分を除去し、コンデンサC11で
平滑化して出力電圧Voutを得ている。PWM制御回路は出
力電圧Voutが所定の基準電圧Vrefに安定化されるよう
に、制御信号を出力している。
続いて、突入電流防止回路20に付いて説明する。直列に
接続された抵抗R21とダイオードD21は突入制限用FETQ1
のドレイン端子とゲート端子の間に装着されており、電
源投入時にコンデンサC21に対する蓄電をする。ダイオ
ードD22とコンデンサC22は一次巻線n11と並列に接続さ
れるもので、パワートランスT1のオフ期間に発生するリ
セット電圧をダイオードD22で整流し、コンデンサC22に
蓄電しており、この蓄電された電圧は分圧抵抗R22,R23
で分圧して突入制限用FETQ1のゲート端子に送ってい
る。
接続された抵抗R21とダイオードD21は突入制限用FETQ1
のドレイン端子とゲート端子の間に装着されており、電
源投入時にコンデンサC21に対する蓄電をする。ダイオ
ードD22とコンデンサC22は一次巻線n11と並列に接続さ
れるもので、パワートランスT1のオフ期間に発生するリ
セット電圧をダイオードD22で整流し、コンデンサC22に
蓄電しており、この蓄電された電圧は分圧抵抗R22,R23
で分圧して突入制限用FETQ1のゲート端子に送ってい
る。
一次平滑コンデンサC23が突入制限用FETQ1を通して充電
されると、図示しないスタート回路がこの電圧を監視し
てPWM制御回路にスイッチング動作の開始を指示する。
されると、図示しないスタート回路がこの電圧を監視し
てPWM制御回路にスイッチング動作の開始を指示する。
〈考案が解決しようとする課題〉 上記装置では突入制限用FETQ1の制御信号にパワートラ
ンスT1のリセット電圧を使用している。ところでリセッ
ト電圧は出力依存性が大きく、軽負荷状態では間欠発振
となってリセット電圧が低下し、突入制限用FETQ1をオ
ンする電圧まで達せず、然してコンデンサC21に十分な
電荷が充電されても立上がらなくなるという課題があっ
た。
ンスT1のリセット電圧を使用している。ところでリセッ
ト電圧は出力依存性が大きく、軽負荷状態では間欠発振
となってリセット電圧が低下し、突入制限用FETQ1をオ
ンする電圧まで達せず、然してコンデンサC21に十分な
電荷が充電されても立上がらなくなるという課題があっ
た。
また軽負荷状態での出力電圧の不安定化を防止するため
に、ダミー回路を設けることも考えられるが、一般に電
力損失が増大するという課題があった。
に、ダミー回路を設けることも考えられるが、一般に電
力損失が増大するという課題があった。
本考案はこのような課題を解決したもので、軽負荷状態
でも確実に突入制限用FETQ1をオンしてスイッチング電
源の動作の立上がるスイッチング電源の突入電流防止回
路を提供することを目的とする。
でも確実に突入制限用FETQ1をオンしてスイッチング電
源の動作の立上がるスイッチング電源の突入電流防止回
路を提供することを目的とする。
〈課題を解決するための手段〉 このような目的を達成する本考案は、DC-DCコンバータ
として、一次巻線と二次巻線を有するパワートランス
と、このパワートランスの一次巻線に印加される直流電
圧をオンオフするスイッチング素子（Q3）と、当該パワ
ートランスの二次巻線に誘起されるスイッチング信号を
整流平滑化して出力する二次側回路と、この二次側回路
の出力電圧を安定化する信号を前記スイッチング素子に
供給する安定化回路とを備えている。
として、一次巻線と二次巻線を有するパワートランス
と、このパワートランスの一次巻線に印加される直流電
圧をオンオフするスイッチング素子（Q3）と、当該パワ
ートランスの二次巻線に誘起されるスイッチング信号を
整流平滑化して出力する二次側回路と、この二次側回路
の出力電圧を安定化する信号を前記スイッチング素子に
供給する安定化回路とを備えている。
さらに突入電流防止回路として、入出力端子の一端が前
記直流電圧に接続され他端が前記一次巻線に接続された
突入制限用FET（Q1）、一端がこの突入制限用FETの制御
端子に接続され他端が電圧基準線に接続されたコンデン
サ、一端が前記直流電圧に接続され他端が当該コンデン
サの一端に接続される抵抗・ダイオード素子を有してい
る。
記直流電圧に接続され他端が前記一次巻線に接続された
突入制限用FET（Q1）、一端がこの突入制限用FETの制御
端子に接続され他端が電圧基準線に接続されたコンデン
サ、一端が前記直流電圧に接続され他端が当該コンデン
サの一端に接続される抵抗・ダイオード素子を有してい
る。
また補助電源として、前記直流電圧の印加されると共に
第２のスイッチング素子（Q2）によってオンオフされる
一次巻線、この一次巻線と磁気的に結合する二次巻線を
有し誘起されるスイッチング信号を整流平滑化して前記
安定化回路の動作用電力を供給する二次側回路、この一
次巻線と磁気的に結合する帰還巻線を有しこの帰還巻線
に誘起されるスイッチング信号を安定化する信号を前記
第２のスイッチング素子に送る間接安定化回路、当該一
次巻線と並列に接続されたダイオード・コンデンサ・抵
抗を有するリセット回路を備えるRCC電源を有してい
る。
第２のスイッチング素子（Q2）によってオンオフされる
一次巻線、この一次巻線と磁気的に結合する二次巻線を
有し誘起されるスイッチング信号を整流平滑化して前記
安定化回路の動作用電力を供給する二次側回路、この一
次巻線と磁気的に結合する帰還巻線を有しこの帰還巻線
に誘起されるスイッチング信号を安定化する信号を前記
第２のスイッチング素子に送る間接安定化回路、当該一
次巻線と並列に接続されたダイオード・コンデンサ・抵
抗を有するリセット回路を備えるRCC電源を有してい
る。
そして、前記突入制限用FETの制御端子に前記RCC電源の
リセット回路のダイオード・コンデンサの共通接続点を
接続して、前記RCC電源のリセット電圧を前記突入電流
防止回路の動作を制御する信号としたことを特徴として
いる。
リセット回路のダイオード・コンデンサの共通接続点を
接続して、前記RCC電源のリセット電圧を前記突入電流
防止回路の動作を制御する信号としたことを特徴として
いる。
〈作用〉 本考案の各構成要素はつぎの作用をする。突入電流防止
回路は電源投入時に突入制限用FETをオフして抵抗・ダ
イオード素子を介してコンデンサに蓄電し、コンデンサ
の蓄電が済んでから突入制限用FETをオンしてDC-DCコン
バータの動作開始を可能にする。RCC電源はDC-DCコンバ
ータの動作開始に先んじて安定化回路の動作に必要な電
力を供給する補助電源である。RCC電源のリセット回路
を突入制限用FETの制御信号として用いると、確実に突
入制限用FETがオンされるので、DC-DCコンバータが軽負
荷状態でも確実な動作をする。
回路は電源投入時に突入制限用FETをオフして抵抗・ダ
イオード素子を介してコンデンサに蓄電し、コンデンサ
の蓄電が済んでから突入制限用FETをオンしてDC-DCコン
バータの動作開始を可能にする。RCC電源はDC-DCコンバ
ータの動作開始に先んじて安定化回路の動作に必要な電
力を供給する補助電源である。RCC電源のリセット回路
を突入制限用FETの制御信号として用いると、確実に突
入制限用FETがオンされるので、DC-DCコンバータが軽負
荷状態でも確実な動作をする。
〈実施例〉 以下図面を用いて、本考案を説明する。
第１図は本考案の一実施例を示す回路図である。尚第１
図において、前記第５図と同一作用をするものには同一
符号をつけ説明を省略する。図において、DC-DCコンバ
ータ10は一次巻線n11と並列に挿入されるリセット回路
として、並列に接続されたコンデンサC25と抵抗R25を有
し、これにダイオードD25が直列に接続されている。
図において、前記第５図と同一作用をするものには同一
符号をつけ説明を省略する。図において、DC-DCコンバ
ータ10は一次巻線n11と並列に挿入されるリセット回路
として、並列に接続されたコンデンサC25と抵抗R25を有
し、これにダイオードD25が直列に接続されている。
補助電源30はRCC（リンギングチョークコンバータ）電
源であって、PWM制御回路の動作に必要な電力を供給し
ている。トランスT3の一次巻線n31の一端には突入制限
用FETQ1を介して入力電圧Vinが印加されており、スイッ
チング素子Q2によってオンオフされる。リセット回路は
一次巻線n31と並列に挿入されており、並列に接続され
たコンデンサC35と抵抗R35を有し、これにダイオードD3
5が直列に接続された構成になっている。そして、ダイ
オードD35とコンデンサC35との接続点は抵抗R23の他端
に接続されており、一次巻線n31のリセット電圧を突入
制限用FETQ1の制御端子に供給している。二次巻線n32に
は整流用のダイオードD31と平滑用コンデンサC32が接続
されており、この出力電圧がPWM制御回路の電源端子に
送られている。帰還巻線n33は一次巻線n31のスイッチン
グ信号を検出するもので、二次巻線n32から供給される
電圧を間接的に測定している。帰還巻線n33に発生する
電圧はコンデンサC31、抵抗R32のCR回路を介してスイッ
チング素子Q2の制御端子に送られており、コンデンサC3
1に蓄電される電圧を用いてスイッチング素子Q2のオン
オフ制御をしている。抵抗R31は一端が一次巻線n31に接
続され他端がスイッチング素子Q2の制御端子に接続され
るもので、起動に必要な電力を供給している。
源であって、PWM制御回路の動作に必要な電力を供給し
ている。トランスT3の一次巻線n31の一端には突入制限
用FETQ1を介して入力電圧Vinが印加されており、スイッ
チング素子Q2によってオンオフされる。リセット回路は
一次巻線n31と並列に挿入されており、並列に接続され
たコンデンサC35と抵抗R35を有し、これにダイオードD3
5が直列に接続された構成になっている。そして、ダイ
オードD35とコンデンサC35との接続点は抵抗R23の他端
に接続されており、一次巻線n31のリセット電圧を突入
制限用FETQ1の制御端子に供給している。二次巻線n32に
は整流用のダイオードD31と平滑用コンデンサC32が接続
されており、この出力電圧がPWM制御回路の電源端子に
送られている。帰還巻線n33は一次巻線n31のスイッチン
グ信号を検出するもので、二次巻線n32から供給される
電圧を間接的に測定している。帰還巻線n33に発生する
電圧はコンデンサC31、抵抗R32のCR回路を介してスイッ
チング素子Q2の制御端子に送られており、コンデンサC3
1に蓄電される電圧を用いてスイッチング素子Q2のオン
オフ制御をしている。抵抗R31は一端が一次巻線n31に接
続され他端がスイッチング素子Q2の制御端子に接続され
るもので、起動に必要な電力を供給している。
このように構成された装置の動作を次に説明する。第２
図は、第１図の装置の動作開始を説明する波形図であ
る。入力電流は電源投入直後の一次突入、補助電源の動
作を開始したときの二次突入、並びにDC-DCコンバータ
の動作を開始したときの三次突入を経て定常負荷電流に
達する。三次突入は二次突入の直後にあり、波形図では
両者が殆ど重なっているが、動作原理では分けて説明を
する。
図は、第１図の装置の動作開始を説明する波形図であ
る。入力電流は電源投入直後の一次突入、補助電源の動
作を開始したときの二次突入、並びにDC-DCコンバータ
の動作を開始したときの三次突入を経て定常負荷電流に
達する。三次突入は二次突入の直後にあり、波形図では
両者が殆ど重なっているが、動作原理では分けて説明を
する。
一次突入の上昇期 一次突入の上昇期において、入力電圧Vinは抵抗R21を経
由してコンデンサC21を充電するので、時間遅れが生ず
る。ゲート電圧の上昇と共に、FETQ1のオン抵抗は低下
し、入力電流が増大する。この上昇期は、コンデンサC2
1の充電が完了し、ゲート電圧が抵抗R21とR22の分割値
に達するまで継続する。そして、オン抵抗は単調に低下
し、一次突入におけるオン抵抗の極小値に到達する。
由してコンデンサC21を充電するので、時間遅れが生ず
る。ゲート電圧の上昇と共に、FETQ1のオン抵抗は低下
し、入力電流が増大する。この上昇期は、コンデンサC2
1の充電が完了し、ゲート電圧が抵抗R21とR22の分割値
に達するまで継続する。そして、オン抵抗は単調に低下
し、一次突入におけるオン抵抗の極小値に到達する。
一次突入の下降期 一次突入の下降期において、コンデンサC23はFETQ1のオ
ン抵抗で充電されるので、コンデンサC23の電位は時間
の指数関数で上昇する。FETQ1のドレイン電流は、入力
電圧VinとコンデンサC23の電位差をオン抵抗で割った値
になるので、コンデンサC23の電圧上昇にほぼ反比例し
て減少する。この為、ドレイン電流は時間の指数関数で
減少する。このとき、FETQ1のゲート・ソース間電圧
は、入力電圧VinとコンデンサC23の電位差（即ち、ドレ
イン・ソース間電圧）の抵抗R21とR23の分割値であるた
め、コンデンサC23の電圧上昇に伴ってFETQ1のオン抵抗
は僅かに増大する。
ン抵抗で充電されるので、コンデンサC23の電位は時間
の指数関数で上昇する。FETQ1のドレイン電流は、入力
電圧VinとコンデンサC23の電位差をオン抵抗で割った値
になるので、コンデンサC23の電圧上昇にほぼ反比例し
て減少する。この為、ドレイン電流は時間の指数関数で
減少する。このとき、FETQ1のゲート・ソース間電圧
は、入力電圧VinとコンデンサC23の電位差（即ち、ドレ
イン・ソース間電圧）の抵抗R21とR23の分割値であるた
め、コンデンサC23の電圧上昇に伴ってFETQ1のオン抵抗
は僅かに増大する。
二次突入の上昇期 コンデンサC23の電圧が、補助電源の起動電圧に達する
と、補助電源トランスT3にフライバック電圧が発生し、
リセット回路（D35,C35,R35）のコンデンサC35に充電さ
れる。このリセット電圧を抵抗R22とR23で分圧し、FETQ
1のゲートに印加するが、コンデンサC21を充電するま
で、FETQ1のオン抵抗の低下に時間遅れが生ずる。この
時間遅れに伴って、ドレイン電流が単調に増大する。
と、補助電源トランスT3にフライバック電圧が発生し、
リセット回路（D35,C35,R35）のコンデンサC35に充電さ
れる。このリセット電圧を抵抗R22とR23で分圧し、FETQ
1のゲートに印加するが、コンデンサC21を充電するま
で、FETQ1のオン抵抗の低下に時間遅れが生ずる。この
時間遅れに伴って、ドレイン電流が単調に増大する。
尚、DC-DCコンバータの起動電圧が、補助電源の起動電
圧に近く設定されていると、二次突入の上昇期間内に三
次突入が始まり、次の二次突入の下降期が表れないこと
がある。
圧に近く設定されていると、二次突入の上昇期間内に三
次突入が始まり、次の二次突入の下降期が表れないこと
がある。
二次突入の下降期 リセット電圧はほぼ一定なので、FETQ1のオン抵抗が一
定領域に達すると、入力電圧VinとコンデンサC23の電位
差が時間の指数関数で低下するため、ドレイン電流もそ
れに伴って低下する。
定領域に達すると、入力電圧VinとコンデンサC23の電位
差が時間の指数関数で低下するため、ドレイン電流もそ
れに伴って低下する。
三次突入の上昇期 二次突入によりコンデンサC23が充電されると、DC-CDコ
ンバータの起動電圧に達し、DC-DCコンバータの入力電
流が加算され、加算完了まで単調に増大する。
ンバータの起動電圧に達し、DC-DCコンバータの入力電
流が加算され、加算完了まで単調に増大する。
三次突入の下降期 入力電圧Vinと、DC-DCコンバータの入力電流の加算が完
了した時点でのコンデンサC23の電位差を、FETQ1のオン
抵抗で割ったドレイン電流でコンデンサC23が充電され
るので、この電位差は時間の指数関数で減少する。これ
が、定常負荷電流に達するまで継続する。
了した時点でのコンデンサC23の電位差を、FETQ1のオン
抵抗で割ったドレイン電流でコンデンサC23が充電され
るので、この電位差は時間の指数関数で減少する。これ
が、定常負荷電流に達するまで継続する。
定常負荷電流期 DC-DCコンバータの負荷電流に応じたドレイン電流が流
れる。
れる。
次に、補助電源の動作について更に詳述する。補助電源
30において、コンデンサC23の電圧により補助電源30の
起動抵抗R31を通してスイッチング素子Q2が導通する。
トランスT3の一次インダクタンスによる制限でスイッチ
ング素子Q2のコレクタ電流Icが増大し、次式が成立しな
い領域に達すると帰還巻線n33の正帰還作用が加わりス
イッチング素子Q2はオフする。
30において、コンデンサC23の電圧により補助電源30の
起動抵抗R31を通してスイッチング素子Q2が導通する。
トランスT3の一次インダクタンスによる制限でスイッチ
ング素子Q2のコレクタ電流Icが増大し、次式が成立しな
い領域に達すると帰還巻線n33の正帰還作用が加わりス
イッチング素子Q2はオフする。
Ic＝IB・hFE （１） ここで、IBはベース電流、hFEはエミッタ接地静順方向
電流増幅率である。すると、トランスT3に蓄えられたエ
ネルギをダイオードD31により放電し、放出が完了する
と抵抗R31の起動電流が流れスイッチング動作を繰り返
す。
電流増幅率である。すると、トランスT3に蓄えられたエ
ネルギをダイオードD31により放電し、放出が完了する
と抵抗R31の起動電流が流れスイッチング動作を繰り返
す。
スイッチング素子Q2がオフした際に、一次インダクタン
スに蓄えられたエネルギがダイオードD35を通してコン
デンサC35に移り、抵抗R35でコンデンサC35のエネルギ
を消費する時定数を定めている。そして、抵抗R35でリ
セット電圧VRSTを発生するが、この周期はダイオードD3
5を通してコンデンサC35を充電する周期になっており、
多少のリップルを含んでいる。このリセット電圧VRSTを
突入制限用FETQ1のオン動作電圧ＶON.TH以上に設定すれ
ば、立上がり以後の突入制限用FETQ1の損失を低く抑え
ることができる。即ち、突入制限用FETQ1のオン動作ゲ
ート・ソース間電圧ＶON.THとリセット電圧VRSTの間に
は次式が成立する必要がある。
スに蓄えられたエネルギがダイオードD35を通してコン
デンサC35に移り、抵抗R35でコンデンサC35のエネルギ
を消費する時定数を定めている。そして、抵抗R35でリ
セット電圧VRSTを発生するが、この周期はダイオードD3
5を通してコンデンサC35を充電する周期になっており、
多少のリップルを含んでいる。このリセット電圧VRSTを
突入制限用FETQ1のオン動作電圧ＶON.TH以上に設定すれ
ば、立上がり以後の突入制限用FETQ1の損失を低く抑え
ることができる。即ち、突入制限用FETQ1のオン動作ゲ
ート・ソース間電圧ＶON.THとリセット電圧VRSTの間に
は次式が成立する必要がある。
VRST≧（１＋R23/R22）・ＶON.TH （２） この場合、分圧抵抗比R23/R22を小さくすると、小さな
ダミー電流で（２）式を満足できるという利点がある
が、リセット電圧の大きな領域ではゲート・ソース間電
圧VGSの最大定格を超過するので、リセット電圧の変動
は少ないことが望ましい。
ダミー電流で（２）式を満足できるという利点がある
が、リセット電圧の大きな領域ではゲート・ソース間電
圧VGSの最大定格を超過するので、リセット電圧の変動
は少ないことが望ましい。
第３図はリセット電圧と主回路の負荷電流Ioutとの関係
を説明する図で、実線は第１図、破線は第５図の装置を
示している。従来装置では、負荷電流が小さいとリセッ
ト電圧VRSTが小さく、突入制限用FETQ1のオン電圧に到
達しない場合がある。これに対して本考案によれば負荷
電流の多少に拘らず確実に突入制限用FETQ1のオン電圧
に到達し、DC-DCコンバータの動作が確実に起動され
る。
を説明する図で、実線は第１図、破線は第５図の装置を
示している。従来装置では、負荷電流が小さいとリセッ
ト電圧VRSTが小さく、突入制限用FETQ1のオン電圧に到
達しない場合がある。これに対して本考案によれば負荷
電流の多少に拘らず確実に突入制限用FETQ1のオン電圧
に到達し、DC-DCコンバータの動作が確実に起動され
る。
第４図は第１図の回路と第５図の回路の比較を説明する
図で、第１欄は比較項目、第２欄は従来装置の該当項目
の内容、第３欄は本考案にかかる装置の該当項目の内容
を示している。リセット電圧VRSTに関しては、従来装置
では間欠発振をする領域では電圧が不足すると共に、電
圧の変化幅が大きく分圧が困難であったが、本考案によ
れば、補助電源の付加はPWM制御回路で負荷がほぼ一定
になるため、リセット電圧が一定となる。
図で、第１欄は比較項目、第２欄は従来装置の該当項目
の内容、第３欄は本考案にかかる装置の該当項目の内容
を示している。リセット電圧VRSTに関しては、従来装置
では間欠発振をする領域では電圧が不足すると共に、電
圧の変化幅が大きく分圧が困難であったが、本考案によ
れば、補助電源の付加はPWM制御回路で負荷がほぼ一定
になるため、リセット電圧が一定となる。
また突入制限用FETQ1による電圧降下については、従来
装置では電圧降下が大きくなると突入制限用FETQ1がオ
ンできなくなると共に入力電圧Vinが高くならないと、
立上がらないという性質があったが、本考案によれば電
圧降下の負荷依存性が低下する。
装置では電圧降下が大きくなると突入制限用FETQ1がオ
ンできなくなると共に入力電圧Vinが高くならないと、
立上がらないという性質があったが、本考案によれば電
圧降下の負荷依存性が低下する。
さらにダミー負荷に関しては、従来装置では上記２点の
問題を回避するには必要であるが、反面電力損失の低下
を招くという性質があったが、本考案によればダミー負
荷は不要になり従って電力の効率が高くなる。
問題を回避するには必要であるが、反面電力損失の低下
を招くという性質があったが、本考案によればダミー負
荷は不要になり従って電力の効率が高くなる。
〈考案の効果〉 以上説明したように、本考案によれば補助電源に用いた
RCC電源のリセット電圧を突入制限用FETQ1のオン制御信
号としたので、軽負荷状態でも確実にDC-DCコンバータ
が立上がると共に、ダミー負荷も不要になるから高能率
となる。
RCC電源のリセット電圧を突入制限用FETQ1のオン制御信
号としたので、軽負荷状態でも確実にDC-DCコンバータ
が立上がると共に、ダミー負荷も不要になるから高能率
となる。
第１図は本考案の一実施例を示す回路図、第２図は第１
図の装置の動作開始を説明する波形図、第３図はリセッ
ト電圧と主回路の負荷電流Ioutとの関係を説明する図、
第４図は第１図の回路と第５図の回路の比較を説明する
図、第５図は従来装置の回路図である。 10……DC-DCコンバータ、20……突入電流防止回路、30
……補助電源（RCC電源）、Q1……突入制御用FET、Q2,Q
3……スイッチング素子。
図の装置の動作開始を説明する波形図、第３図はリセッ
ト電圧と主回路の負荷電流Ioutとの関係を説明する図、
第４図は第１図の回路と第５図の回路の比較を説明する
図、第５図は従来装置の回路図である。 10……DC-DCコンバータ、20……突入電流防止回路、30
……補助電源（RCC電源）、Q1……突入制御用FET、Q2,Q
3……スイッチング素子。
Claims (1)
- 【請求項１】一次巻線と二次巻線を有するパワートラン
スと、 このパワートランスの一次巻線に印加される直流電圧を
オンオフするスイッチング素子（Q3）と、 当該パワートランスの二次巻線に誘起されるスイッチン
グ信号を整流平滑化して出力する二次側回路と、 この二次側回路の出力電圧を安定化する信号を前記スイ
ッチング素子に供給する安定化回路と、 入出力端子の一端が前記直流電圧に接続され他端が前記
一次巻線に接続された突入制限用FET（Q1）、一端がこ
の突入制限用FETの制御端子に接続され他端が電圧基準
線に接続されたコンデンサ、一端が前記直流電圧に接続
され他端が当該コンデンサの一端に接続される抵抗・ダ
イオード素子を有する突入電流防止回路と、 前記直流電圧の印加されると共に第２のスイッチング素
子（Q2）によってオンオフされる一次巻線、この一次巻
線と磁気的に結合する二次巻線を有し誘起されるスイッ
チング信号を整流平滑化して前記安定化回路の動作用電
力を供給する二次側回路、この一次巻線と磁気的に結合
する帰還巻線を有しこの帰還巻線に誘起されるスイッチ
ング信号を安定化する信号を前記第２のスイッチング素
子に送る間接安定化回路、当該一次巻線と並列に接続さ
れたダイオード・コンデンサ・抵抗を有するリセット回
路を備えるRCC（リンギングチョークコンバータ）電源
と、 を具備するスイッチング電源であって、 前記突入制限用FETの制御端子に前記RCC電源のリセット
回路のダイオード・コンデンサの共通接続点を接続し
て、前記RCC電源のリセット電圧を前記突入電流防止回
路の動作を制御する信号としたことを特徴とするスイッ
チング電源の突入電流防止回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8633689U JPH073832Y2 (ja) | 1989-07-21 | 1989-07-21 | スイッチング電源の突入電流防止回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8633689U JPH073832Y2 (ja) | 1989-07-21 | 1989-07-21 | スイッチング電源の突入電流防止回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0326282U JPH0326282U (ja) | 1991-03-18 |
| JPH073832Y2 true JPH073832Y2 (ja) | 1995-01-30 |
Family
ID=31635847
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8633689U Expired - Lifetime JPH073832Y2 (ja) | 1989-07-21 | 1989-07-21 | スイッチング電源の突入電流防止回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH073832Y2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2866537B1 (fr) * | 2004-02-25 | 2007-06-08 | Seb Sa | Element de cuisson a fond amovible pour cuiseur vapeur |
-
1989
- 1989-07-21 JP JP8633689U patent/JPH073832Y2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0326282U (ja) | 1991-03-18 |
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