JPH10243638A

JPH10243638A - スイッチング電源装置

Info

Publication number: JPH10243638A
Application number: JP9040889A
Authority: JP
Inventors: Shinji Kaneko; 真二金子
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1997-02-25
Filing date: 1997-02-25
Publication date: 1998-09-11

Abstract

(57)【要約】【課題】スイッチング電源装置に関し、ＡＣ電源投入
時の出力保持用のコンデンサへの突入電流を制限するこ
と、および、従来方式の電源装置に比べて通常動作時の
電力損失を低減する。【解決手段】ＡＣ電圧をＤＣ電圧に変換するダイオー
ドブリッジ回路１，入力コンバータ３等から成る電圧変
換回路１１と、この電圧変換回路１１によるＤＣ出力電
圧を保持する出力保持用のコンデンサＣ２と、このコン
デンサＣ２の充電電流を制御するトランジスタＱ２と、
ＡＣ電源がオンされるとともに、トランジスタＱ２のゲ
ート電圧が徐々に立ち上がるようにトランジスタＱ２の
ゲートに電圧を印加する電圧制御回路１２と、コンデン
サＣ２に保持されたＤＣ出力電圧を安定化するための電
圧安定化回路１３とを備えている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明はＡＣ／ＤＣコンバ
ータ等に適用して好適なスイッチング電源装置に関する
ものである。更に詳しくは、電源投入と共に出力保持用
の高圧コンデンサを電界効果トランジスタ（以下ＦＥＴ
という）にて充電制御することにより、突入電流を制限
し、しかも、この充電制御用としてオン抵抗の小さなＦ
ＥＴを用いることにより、通常動作時の電力消費を低減
することができるスイッチング電源装置に関するもので
ある。

【０００２】

【従来の技術】近年、放送局用の画像処理装置およびス
イッチヤー等のデジタル機器では低電圧・大電流を必要
とすることが多く、このような負荷機器に直流電源を供
給するスイッチング電源装置が開発されている。例え
ば、ＡＣ電源を整流した後の脈流電圧と整流電流との間
の位相差を無くすようにして、力率を１に近づけること
により、ＡＣ／ＤＣ変換効率を高めようとする力率改善
型のスイッチング電源装置が開発されている。この種の
電源装置では整流後の脈流電圧を保持する高耐圧大容量
のコンデンサが使用されており、ＡＣ電源投入時には突
入電流が流れることが多い。そのため、この種の電源装
置にはこのような突入電流から回路素子を保護するため
に突入電流防止回路が設けられている場合が多い。

【０００３】図４は突入電流防止回路を備えた従来の力
率改善型のスイッチング電源装置の回路図である。この
図において、ＡＣ電源にスイッチＳＷを介してダイオー
ドブリッジ回路１が接続されており、電源投入と共にＡ
Ｃ電圧がダイオードブリッジ回路１で全波整流される。
整流出力側には突入電流防止回路２が接続されており、
ＡＣ電源投入時の突入電流が突入電流防止回路２によっ
て制限される。例えば、ＡＣ電源投入時の突入電流は突
入電流防止回路２に設けられた電流制限抵抗Ｒ１で制限
されたり、電源投入後に、この電流制限抵抗Ｒ１の両端
がサイリスタ（ＳＣＲ）７によってショートされたりす
る。これにより、ダイオード、チョークコイル等の回路
素子が保護されている。

【０００４】突入電流防止回路２の出力段にはコンデン
サＣ１が接続され、ダイオードブリッジ回路１の整流ノ
イズがコンデンサＣ１で減衰される。このコンデンサＣ
１の出力段には抵抗Ｒ４を介して力率改善型の入力コン
バータ３が接続され、コンデンサＣ１に保持された例え
ば１４０Ｖ程度の電圧（ダイオードブリッジ回路１の直
流出力電圧）が、入力コンバータ３で４００Ｖ程度まで
昇圧されるようになっている。

【０００５】具体的にはダイオードブリッジ回路１の出
力電流が、入力コンバータ３に設けられたチョークコイ
ルＬ１およびｎチャネルの電界効果トランジスタ（以下
単にトランジスタという）Ｑ１によるフライバック動作
によってスイッチングされるので、チョークコイルＬ１
の一端に高電圧が発生する。この高電圧はダイオードＤ
１によって整流される。

【０００６】また、入力コンバータ３の出力段にはコン
デンサＣ２が接続されており、ダイオードＤ１によって
整流された後の電圧がこのコンデンサＣ２に充電されて
保持される。コンデンサＣ２で保持される電圧は高電圧
であるため、コンデンサＣ１に比べて大きな容量のもの
が使用されている。

【０００７】上述した突入電流防止回路２および入力コ
ンバータ３には電圧制御回路４が接続されており、コン
デンサＣ１に保持された電圧が分圧用の抵抗Ｒ２及びＲ
３を介して検出されると、突入電流防止回路２に設けら
れたサイリスタ７が電圧制御回路４によってゲート制御
される。これにより、電流制限抵抗Ｒ１をショートする
タイミングが電圧制御回路４で制御できる。また、コン
デンサＣ２に保持された電圧が分圧用の抵抗Ｒ５及びＲ
６を介して検出されると、入力コンバータ３に設けられ
たトランジスタＱ１が電圧制御回路４によってスイッチ
ング制御される。これにより、コンデンサＣ２に保持さ
せる充電電圧（出力電圧）が電圧制御回路４でフィード
バック制御できる。

【０００８】コンデンサＣ２の出力段には変圧器Ｔを介
してトランジスタＱ３が接続され、コンデンサＣ２に保
持された電圧（一次電圧）がトランジスタＱ３によって
スイッチングされると、この一次電圧Ｖ1が変圧器Ｔで
減圧されて二次電圧Ｖ2となる。

【０００９】変圧器Ｔの出力側には出力コンバータ５が
接続されており、変圧器Ｔで減圧された二次電圧Ｖ2が
出力コンバータ５によって直流電圧に変換される。例え
ば、変圧器Ｔの二次電圧Ｖ2がダイオードＤ２，Ｄ３で
整流されると、このダイオードＤ２，Ｄ３の出力電流Ｉ
outがチョークコイルＬ２および低圧用のコンデンサＣ
３により平滑化される。これにより、出力コンバータ５
から負荷回路８へＤＣ電圧が供給できる。

【００１０】なお、出力コンバータ５の出力段にはスイ
ッチング制御回路６が接続され、出力コンバータ５で変
換されたＤＣ出力電圧が検出されると、スイッチング制
御回路６によってトランジスタＱ３がスイッチング制御
される。これにより、出力コンバータ５のＤＣ出力電圧
が一定になるようなフィードバック制御をスイッチング
制御回路６によって行うことができる。

【００１１】次に、図５を参照しながらＡＣ電源投入時
の動作を説明する。まず、図５において時刻ｔ0でＡＣ
電源が供給されると、ＡＣ電圧がダイオードブリッジ回
路１によって全波整流される。ダイオードブリッジ回路
１の出力電流はサイリスタ７がオフしているので電流制
限抵抗Ｒ１を通してノイズ減衰用のコンデンサＣ１およ
び出力保持用のコンデンサＣ２に流入してこれらを充電
する。その後、時刻ｔ１で出力保持用のコンデンサＣ２
の充電電圧がある程度（通常８０％）に上昇すると、電
圧制御回路４からサイリスタ７に対する制御電圧（ＤＣ
−ＯＫ１）が出力されるので、サイリスタ７はオンす
る。

【００１２】このサイリスタ７のオンによって電流制限
抵抗Ｒ１の両端がショートされるので、ダイオードブリ
ッジ回路１からの出力電流はサイリスタ７を通ってコン
デンサＣ１、Ｃ２に流入するようになる。これと共に電
圧制御回路４によって入力コンバータ３が起動されて昇
圧モードとなる。その後、出力保持用のコンデンサＣ２
の充電電圧（出力電圧）が規定値になると、電圧制御回
路４からスイッチング制御回路６に対する起動命令信号
（ＤＣ−ＯＫ２）が出力されるので、これによって出力
コンバータ５が起動されて安定化モードとなる。

【００１３】このようにＡＣ電源投入時はサイリスタ７
がオフしているので、電流制限抵抗Ｒ１によってノイズ
減衰用のコンデンサＣ１、出力保持用のコンデンサＣ２
へ流入する突入電流が制限できる特徴を有している。

【００１４】図６は突入電流防止回路２を備えていない
場合の出力電流波形を示す図である。この例では電源投
入時刻ｔ0で波高値にして約２２Ａの突入電流が流れて
いる。このような突入電流は突入電流防止回路２を設け
ることで、図５に示したように電源投入時刻ｔ0で約８
Ａpeak程度に制限できる。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、突入電
流防止回路２を備えた従来のスイッチング電源装置にお
いても、ＡＣ電源投入時にはコンデンサＣ２が短絡に近
い状態なので、ダイオードブリッジ回路１から電流制限
抵抗Ｒ１へ過電流が流れ込んでしまう。このため、電源
装置の経時変化により電流制限抵抗Ｒ１が劣化を起こし
て断線を招き易い。

【００１６】また、従来のスイッチング電源装置では通
常動作時に、ダイオードブリッジ回路１の出力電流が常
時サイリスタ７を介して流れるため、サイリスタ７での
電力損失が無視できなくなる。例えば、サイリスタ７は
出力特性にもよるが通電電流が１Ａ程度と少ない場合
は、順方向電圧降下（ピークオン電圧）が１．０Ｖ位に
なって非常に小さい。しかし、大電流（１０Ａ以上）に
なると順方向電圧降下が１．５Ｖ程度まで上昇し、サイ
リスタ７の電力損失も１．０Ｗから１５Ｗと一段と増加
するようになる。このため、サイリスタ７での発熱量が
増加し、装置内温度を上昇させる原因となっている。

【００１７】その対策として、サイリスタ７用の大きな
放熱板が必要になる。このように従来では、電源装置の
信頼性や寿命の低下を招いたりするという問題がある。

【００１８】そこで、本発明ではＡＣ電源投入時の出力
保持用のコンデンサへの突入電流を制限すること、およ
び、従来装置に比べて通常動作時の電力損失を低減する
ことができるスイッチング電源装置の提供を目的とす
る。

【００１９】

【課題を解決するための手段】この発明に係るスイッチ
ング電源装置は、交流電源の供給を受けて交流電圧を直
流電圧に変換する電圧変換回路と、この電圧変換回路に
よる直流出力電圧を保持する出力保持用のコンデンサ
と、このコンデンサの充電電流を制御する電界効果トラ
ンジスタと、交流電源がオンされると共に電圧変換回路
から直流電圧を入力してゲート電圧が徐々に立ち上がる
ように電界効果トランジスタのゲートに電圧を印加する
電圧制御回路とを備えるものである。

【００２０】本発明のスイッチング電源装置では交流電
源がオンされると共に、電圧制御回路によって充電制御
用の電界効果トランジスタの完全オフ状態から完全オン
状態に至るソース・ドレイン間抵抗の値と出力保持用の
コンデンサの容量値との積である時定数を最初は大き
く、時間の経過とともに時定数を徐々に少なくなるよう
な制御することができるので、出力保持用のコンデンサ
に流れ込む充電電流を時間をかけてゆっくり増加させる
ことができる。

【００２１】従って、充電電流が急激に出力保持用のコ
ンデンサに流れ込むことによる突入電流を防止できる。

【００２２】また、本発明のスイッチング電源装置では
通常動作時に、電界効果トランジスタを介して出力保持
用のコンデンサに流れるリップル電流は、直流出力電流
に比べて少ないことと、電界効果トランジスタのオン抵
抗が小さいことから直流出力電流を常時サイリスタに通
電する従来方式に比べて電力損失を１／１０〜１／２０
に低減できる。

【００２３】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照しながらこの発
明の実施の形態について説明をする。図１は実施の形態
としての突入電流防止機能を備えたスイッチング電源装
置の構成を示す回路図である。本実施の形態ではＡＣ電
源投入に伴う突入電流を極力小さくするために、出力保
持用のコンデンサの充電電流を制御できるようにしたも
のである。

【００２４】スイッチング電源装置としての力率改善型
のＡＣ／ＤＣコンバータの構成につて説明をする。ＡＣ
電圧をＤＣ高電圧に変換する電圧変換回路１１は、図１
に示すようにダイオードブリッジ回路１、コンデンサＣ
１及び入力コンバータ３によって構成する。例えば、Ａ
Ｃ１００Ｖ電源にスイッチＳＷを介してダイオードブリ
ッジ回路１が接続されており、電源投入と共にＡＣ電圧
がダイオードブリッジ回路１によって全波整流される。

【００２５】ダイオードブリッジ１の出力側にはコンデ
ンサＣ１が接続されており、このコンデンサＣ１によっ
てダイオードブリッジ回路１の整流ノイズが減衰され
る。高周波成分を除去するだけのコンデンサＣ１には、
数μＦ位の小容量のものが使用される。

【００２６】コンデンサＣ１の出力段には抵抗Ｒ４を介
して力率改善型の入力コンバータ３が接続されており、
コンデンサＣ１に保持された１４０Ｖ程度の電圧（ダイ
オードブリッジ回路１の直流出力電圧）が、入力コンバ
ータ３によって約４００Ｖ程度まで昇圧されるようにな
っている。

【００２７】入力コンバータ３にはコンデンサＣ１に接
続されたフライバック用のチョークコイルＬ１と、この
チョークコイルＬ１に接続されたｎチャネルの電界効果
トランジスタ（以下単にトランジスタという）Ｑ１およ
びダイオードＤ１とが設けられ、ダイオードブリッジ回
路１の出力電流が、チョークコイルＬ１およびスイッチ
ング用のトランジスタＱ１によるフライバック動作によ
ってスイッチングされるようになっている。これによ
り、チョークコイルＬ１の出力端側に高電圧が発生し、
この高電圧はダイオードＤ１によって整流される。

【００２８】また、入力コンバータ３の出力段にはコン
デンサＣ２が接続されており、ダイオードＤ１によって
整流された後の高電圧がこのコンデンサＣ２に充電され
て保持される。コンデンサＣ２には通常動作時にリップ
ル電流が流れるため、コンデンサＣ１に比べて数千μＦ
位の大きな容量のものが使用される。

【００２９】コンデンサＣ２の一端にはｎチャネルの電
界効果トランジスタ（以下単にトランジスタという）Ｑ
２が接続されており、コンデンサＣ２の充電電流がトラ
ンジスタＱ２のスイッチング動作で制御されるようにな
っている。トランジスタＱ２には通常動作時にコンデン
サＣ２のリップル電流が流れるため、このトランジスタ
Ｑ２としては後述するように高耐圧で、オン抵抗の低い
ものが使用される。

【００３０】上述した入力コンバータ３およびトランジ
スタＱ２には電圧制御回路１２が接続されており、コン
デンサＣ１に保持された電圧が分圧用の抵抗Ｒ２及びＲ
３を介して電圧制御回路１２に供給され、その分圧電圧
に応じてトランジスタＱ２のゲート電圧が徐々に立ち上
がるように、電圧制御回路１２によってトランジスタＱ
２のゲート電圧が制御される。コンデンサＣ２の充電制
御に関する電圧制御回路１２の内部構成については図２
で説明する。

【００３１】また、コンデンサＣ２に保持された電圧が
一対の抵抗Ｒ５及びＲ６によって分圧され、その分圧電
圧に応じて電圧制御回路１２では制御信号が生成され、
この制御信号（スイッチング信号）で入力コンバータ３
に設けられたトランジスタＱ１がスイッチング制御され
る。これにより、コンデンサＣ２に保持させる充電電圧
（出力電圧）が定電圧制御（フィードバック制御）でき
る。

【００３２】これ以降は従来のスイッチング電源装置と
同じ構成である。すなわち、出力保持用のコンデンサＣ
２に保持された直流出力電圧を安定化する電圧安定化回
路１３は、変圧器Ｔ，トランジスタＱ３，出力コンバー
タ５およびスイッチング制御回路６によって構成する。
例えば、コンデンサＣ２の出力段には巻数比３６：１の
変圧器Ｔを介してトランジスタＱ３が接続されており、
コンデンサＣ２に保持された電圧（一次電圧）がトラン
ジスタＱ３によってスイッチングされると、この一次電
圧Ｖ1が変圧器Ｔで減圧されて二次電圧Ｖ2となる。

【００３３】変圧器Ｔの出力側には出力コンバータ５が
接続されており、変圧器Ｔで減圧された二次電圧Ｖ2が
出力コンバータ５によって直流電圧に変換される。出力
コンバータ５では変圧器Ｔの二次巻線に２つのダイオー
ドＤ２，Ｄ３が接続され、このダイオードＤ２、Ｄ３の
出力（カソード）側には平滑用のチョークコイルＬ２お
よび低圧コンデンサＣ３が接続されており、変圧器Ｔの
二次電圧Ｖ2がダイオードＤ２，Ｄ３で整流されると、
このダイオードＤ２，Ｄ３の出力電流Ｉoutがチョーク
コイルＬ２およびコンデンサＣ３により平滑化される。

【００３４】なお、出力コンバータ５の出力段にはスイ
ッチング制御回路６が接続されており、出力コンバータ
５で変換されたＤＣ出力電圧の値に応じて周波数制御信
号が生成され、この信号に基づいてトランジスタＱ３の
デューティ（Ｑ３のスイッチング時の１周期に対するオ
ン期間の比）が所定値となるようにスイッチング制御回
路６により、このトランジスタＱ３が制御される。

【００３５】これにより、出力コンバータ５のＤＣ出力
電圧が一定になるようなフィードバック制御を行うこと
ができる。従って、出力コンバータ５から負荷回路８へ
安定したＤＣ電圧が供給できる。

【００３６】電圧変換回路１１からＤＣ電圧を入力して
トランジスタＱ２のゲート制御をする電圧制御回路１２
は、図２に示すような抵抗Ｒ７およびコンデンサＣ４か
ら成る積分回路によって構成する。この図において、分
圧用の抵抗Ｒ２，Ｒ３の接続点ｐには抵抗Ｒ７が接続さ
れており、ノイズ減衰用のコンデンサＣ１の保持電圧を
分圧した後の電圧が、抵抗Ｒ７を介してコンデンサＣ４
に充電される。このコンデンサＣ４に保持された電圧は
ゲート電圧ＶgsとしてトランジスタＱ２のゲートに印加
されるようになっている。

【００３７】抵抗Ｒ３には並列にダイオードＤ４が接続
されており、抵抗Ｒ３の端子電圧が過電圧にならないよ
うにダイオードＤ４によって保護されており、コンデン
サＣ４にも並列にダイオードＤ５が接続され、コンデン
サＣ４の保持電圧が過電圧にならないようにダイオード
Ｄ５によって保護されている。抵抗Ｒ７には並列にダイ
オードＤ６が接続されており、電源オフ時にコンデンサ
Ｃ４の電荷がこのダイオードＤ６によって急速に放電さ
れるようになっている。

【００３８】このように構成した力率改善型のスイッチ
ング電源装置のＡＣ電源オンに伴う動作について、図３
を参照しながら説明する。この図において、まず、時刻
ｔ0でＳＷをオンしてＡＣ電源を投入すると、ＡＣ電圧
がダイオードブリッジ回路１に供給される。小容量のノ
イズ減衰用のコンデンサＣ１にはダイオードブリッジ回
路１の出力電圧Ｖ1がただちに充電される（図中の破線
参照）。

【００３９】しかし、電源投入時刻ｔ0からゲート電圧
Ｖgsがしきい値電圧Ｖthに至る時刻ｔ01までは、充電制
御用のトランジスタＱ２はオフ状態であり、出力保持用
のコンデンサＣ２には充電電流が流れない。電源投入に
よるコンデンサＣ１の充電電圧は、図２に示したよう
に、抵抗Ｒ２、Ｒ３で分圧されて積分用の抵抗Ｒ７を介
してコンデンサＣ４に徐々に充電される。このため、コ
ンデンサＣ４の充電電圧であるトランジスタＱ２のゲー
ト電圧Ｖgsは図の一点鎖線に示すように、ゆっくり上昇
する。

【００４０】これにより、時刻ｔ01でゲート電圧Ｖgsが
しきい値電圧Ｖth（破線図示）に至ると、それ以後、ゲ
ート電圧Ｖgsが時刻ｔ01〜ｔ02に至るまで、ゆっくりと
上昇するため、トランジスタＱ２は完全オフ状態の抵抗
から完全オン状態の飽和抵抗までゆっくりと変化するよ
うになる。

【００４１】従って、出力保持用のコンデンサＣ２とト
ランジスタＱ２のオン抵抗で決まる時定数により、コン
デンサＣ２がゆっくりと充電されるようになる。この時
定数を大きくとれば突入電流（実線で示した出力電流Ｉ
o参照）を制限できる。この突入電流は抵抗Ｒ７および
コンデンサＣ４の値を変えることによっても調整でき
る。

【００４２】なお、本実施の形態で使用したＦＥＴでは
ゲート電圧ＶgsがＶth＝３Ｖ付近に達するとオンするよ
うになっている。図３において電源投入時刻ｔ0の直後
に、出力電圧（一次電圧）Ｖ1が脈流となっているの
は、トランジスタＱ２がオフしているためである。

【００４３】その後（時刻ｔ02以降）の動作は従来の電
源装置と同様である。例えば、出力保持用のコンデンサ
Ｃ２の充電電圧がある程度（通常８０％）に上昇する
と、分圧用の抵抗Ｒ５およびＲ６によってコンデンサＣ
２の保持電圧が検出されるので、時刻ｔ1で、この検出
電圧を入力した電圧制御回路１２によって入力コンバー
タ３が起動されて昇圧モードとなる。

【００４４】この昇圧モードでは電圧制御回路１２のス
イッチング制御を受けたトランジスタＱ１がスイッチン
グ動作をする。つまり、チョークコイルＬ１を流れる電
流がトランジスタＱ１によってスイッチングされること
によるフライバック動作により高電圧が発生する。この
高電圧はダイオードＤ１により整流されてコンデンサＣ
２に保持される。

【００４５】このコンデンサＣ２の充電電圧（一次電
圧：Ｖ1）がある規定値（４００Ｖ（ＤＣ）程度）にな
ると、電圧制御回路１２よりスイッチング制御回路６へ
起動命令信号（ＤＣ−ＯＫ２）が出力されるので、トラ
ンジスタＱ３がスイッチング動作を開始すると共に、出
力コンバータ５が起動されて安定化モードになる。

【００４６】この安定化動作（スイッチング動作）によ
って、出力コンバータ５から負荷回路８へ安定化した低
電圧・大電流を供給することができる。

【００４７】このように本実施の形態のスイッチング電
源装置では入力電圧を電圧制御回路１２を介してトラン
ジスタＱ２に与え、完全オフ状態から完全オン状態に至
るトランジスタＱ２のソース・ドレイン間抵抗の値とコ
ンデンサＣ２の容量値との積である時定数を最初は大き
く、時間の経過とともに時定数を徐々に少なくするよう
に制御したので、コンデンサＣ２に流れ込む充電電流を
時間をかけてゆっくり増加させることができる。

【００４８】従って、充電電流が急激にコンデンサＣ２
に流れ込むことによる従来方式のような突入電流を制限
することができる。

【００４９】更に、本実施の形態では従来方式のような
突入電流防止用の電流制限抵抗を使用しないでも済むか
ら、その抵抗体が断線するおそれもない。従って、スイ
ッチング電源装置の信頼性が向上する。

【００５０】従来方式のようなサイリスタを使用しない
分、発熱が軽減できるので装置内温度の上昇が少なくな
る。しかも、サイリスタを空冷するための大きな放熱器
を必要としないので電源装置が小型化できる。

【００５１】また、本実施の形態のスイッチング電源装
置ではトランジスタＱ２を介してコンデンサＣ２に流れ
るリップル電流は、ダイオードブリッジ回路１からのＤ
Ｃ出力電流に比べて少ないので、通常動作時に、このＤ
Ｃ出力電流を常時サイリスタに通電する従来方式に比べ
て電力損失を１／１０〜１／２０に低減できる。

【００５２】（実施例）実施例としてのノイズ減衰用の
コンデンサＣ１には耐圧２５０Ｖで容量が１．４１
（０．４７×３）μＦ程度のものを用い、出力保持用の
コンデンサＣ２には耐圧４５０Ｖで容量が２８００（５
６０×５）μＦ程度の電解コンデンサを用いる。

【００５３】実施例としてのトランジスタＱ２に使用で
きる電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）には、入力コンバ
ータ３の出力電圧を例えば４００Ｖ（ＤＣ）とすると、
ドレイン・ソース間の電圧Ｖdsは４００Ｖ以上必要であ
る。また、トランジスタＱ２の通常動作時（定常時）の
電力損失を減らすためには、トランジスタＱ２のオン抵
抗が低くなければならない。

【００５４】このため、トランジスタＱ２には高耐圧低
オン抵抗のＦＥＴを使用する。このようなＦＥＴには２
ＳＫ５５９（Ｖds＝４５０Ｖ，オン抵抗＝０．２５Ω）
や２ＳＫ５６０（Ｖds＝５００Ｖ，オン抵抗＝０．３
Ω）等が適している。オン抵抗を低くするためには複数
のＦＥＴを並列に接続して使用してもよい。

【００５５】本実施例では２個の２ＳＫ５５９を並列に
接続することによりオン抵抗を下げるような工夫してい
るが、近年、オン抵抗が０．１Ω程度のＦＥＴモジュー
ルも開発されており、将来は数十ｍΩとなることが予測
できる。なお、低耐圧ＦＥＴとしては既にオン抵抗が１
０ｍΩのもの製造されている。

【００５６】実施例としての電圧制御回路１２の抵抗Ｒ
７には抵抗値が３３０ＫΩのものを用い、コンデンサＣ
４には耐圧が２４Ｖで、容量が２．２μＦ程度のものを
用い、保護用としてのダイオードＤ４には逆方向電圧が
２４Ｖ程度の定電圧ダイオード（ツェナーダイオード）
を用い、ダイオードＤ５には逆方向電圧が６Ｖ程度の定
電圧ダイオードを用い、分圧用の抵抗Ｒ２およびＲ３に
は抵抗値が４７ＫΩのものを用いる。このような抵抗Ｒ
２，Ｒ３，Ｒ７，コンデンサＣ４，ダイオードＤ４およ
びＤ５の値を決めることにより、トランジスタＱ２のゲ
ート電圧Ｖgsを時定数＝（Ｒ３＋Ｒ７）・Ｃ４に従って
ゆっくり上昇させることができる。

【００５７】つまり、本実施例の突入電流の防止機能を
備えたスイッチング電源装置では、図３に示すように電
源投入時刻ｔ0でトランジスタＱ２はまだオフしている
ので、図５および図６に示したような突入電流が流れな
い。その後、時刻ｔ01でやっとゲート電圧Ｖgsがしきい
値Ｖthに達してトランジスタＱ２がオフ状態からオン状
態へ遷移する。このとき波高値にして約２．５Ａpeakの
出力電流Ｉoが流れる程度である。

【００５８】このように本実施例では電圧制御回路１２
の抵抗Ｒ７およびコンデンサＣ４によって、トランジス
タＱ２の完全オフ状態から完全オン状態に至るソース・
ドレイン間抵抗の値とコンデンサＣ２の値の積である時
定数を、最初は大きく徐々に少なくするように決められ
るので、電流制限抵抗Ｒ１とＡＣ入力電圧とにより突入
電流値を決めてしまう従来方式に比べて、突入電流を十
分に小さくすることができる。

【００５９】次に、ＡＣ入力範囲が８５〜２６０Ｖで、
ＤＣ出力が５Ｖ／２００Ａのスイッチング電源装置を例
にとって、図４に示したようなサイリスタ７および電流
制限抵抗Ｒ１を用いた従来方式の電源装置と、トランジ
スタＱ２を用いた本実施例のスイッチング電源装置との
通常動作時の電力損失を考えてみる。

【００６０】ここで電圧変換回路１１の効率をη1＝９
０％とし、電圧安定化回路１３の効率をη2＝８０％と
し、トランジスタＱ３のデューティを５０％とし、変圧
器Ｔの一次電圧Ｖ1を４００Ｖとし、変圧器Ｔの二次電
圧Ｖ2を１１Ｖとし、出力コンバータ５の出力点ｃで２
００Ａの出力電流Ｉoutが負荷回路８に流れるとする
と、ダイオードブリッジ回路１の出力点ａで１２．１５
Ａの出力電流Ｉoが入力コンバータ３に流れ込み、ダイ
オードＤ１の出力点ｂでは３．１２５Ａ（実効電流）の
出力電流Ｉinが変圧器Ｔに流入する。

【００６１】このような条件下で従来方式と比較する
と、従来のサイリスタ７には通常動作時にも常時出力電
流Ｉoが流れるので、サイリスタ７の順方向電圧降下
（ピークオン電圧）を１．５Ｖとすると、サイリスタ７
での電力損失は約１９Ｗとなる（実際にはダイオードブ
リッジ回路１の出力が全波の脈流となるので、この数字
よりか小さい値になる）。

【００６２】これに対して、本実施例のトランジスタＱ
２のオン抵抗を０．１Ωとして見ると、ｄ点で出力保持
用のコンデンサＣ２に流れるリップル電流Ｉｒは、Ｉｒ≒（Ｖ2／Ｖ1）×Ｉout×１／（η1×η2）・・・（１）で与えられ、具体的な数値を（１）式に代入するとリッ
プル電流Ｉｒは、Ｉｒ≒（１１／４００）×２００×１／（０．８×０．
９）＝７．６Ａ_p-p となる。但し、リップル電流（実効電流）Ｉｒはトラン
ジスタＱ３のデューティが５０％であるので、３．８Ａ
となる。

【００６３】従って、トランジスタＱ２での電力損失Ｐ
lossは、通常動作時にトランジスタＱ２が常にオンして
いることから、Ｐloss＝（Ｉｒの実効電流）²×トランジスタＱ２のオン抵抗・・・（２）で与えられ、具体的な数値を（２）式に代入すると電力
損失Ｐlossは、Ｐloss＝（３．８）²×０．１＝１．４４４Ｗとなり、従来方式に比べて電力損失を約１／１３に低減
できる。トランジスタＱ２のオン抵抗が下がれば、更に
電力損失は軽減できるのは勿論である。

【００６４】このようにＡＣ入力範囲が広い力率改善用
のコンバータを入力段に接続するスイッチング電源装置
では、変圧器Ｔへの一次電圧Ｖ1を高くとれるので、出
力保持用のコンデンサＣ２へのリップル電流Ｉｒが小さ
くなり、本発明の構成を採ることにより、トランジスタ
Ｑ２での電力損失Ｐlossを更に低減できる。

【００６５】なお、本実施の形態では入力コンバータ３
を備えた電圧変換回路１１の場合について説明したが、
これに限定されることはなく、入力コンバータ３が無く
ダイオードブリッジ回路１の出力電圧を直接コンデンサ
Ｃ２に保持する電圧変換回路に適用しても同様な効果が
得られる。

【００６６】更に、本発明では電圧変換回路１１の後段
に電圧安定化回路１３を備える場合について説明した
が、これに限定されることはなく、電圧安定化回路１３
が無く、電圧変換回路１１の出力を負荷機器に供給する
電源装置に適用しても同様な効果が得られる。

【００６７】

【発明の効果】以上説明したように本発明のスイッチン
グ電源装置では、交流電源がオンされると共に充電制御
用のトランジスタのオフ状態からオン状態に至るソース
・ドレイン間抵抗の値と出力保持用のコンデンサの容量
値との積である時定数を最初は大きく、時間の経過とと
もにこの時定数を徐々に少なくするような制御すること
ができるので、そのコンデンサに流れ込む充電電流を時
間をかけてゆっくりと立ち上げることができる。

【００６８】従って、充電電流が急激に出力保持用のコ
ンデンサに流れ込む突入電流を制限することができる。

【００６９】また、本発明のスイッチング電源装置では
電界効果トランジスタを介して出力保持用のコンデンサ
に流れるリップル電流は、ＤＣ出力電流に比べて少ない
ことと、電界効果トランジスタのオン抵抗が小さいこと
から通常動作時に、ＤＣ出力電流をサイリスタに常時通
電する従来方式のスイッチング電源装置に比べて電力損
失を１／１０〜１／２０に低減できる。

【００７０】更に、本発明のスイッチング電源装置では
経時変化を起こし易い電流制限抵抗を使用しないでも済
むので、電源装置の信頼性が向上する。サイリスタを使
用しない分、装置内温度の上昇が抑えられ、しかも、大
きな放熱器を必要としないので電源装置が小型化でき
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施の形態としての突入電流防止機能を備えた
スイッチング電源装置（ＡＣ／ＤＣコンバータ）の構成
を示す回路図である。

【図２】実施例としての電圧制御回路の構成を示す回路
図である。

【図３】実施例としてのスイッチング電源装置の波形を
示す図である。

【図４】突入電流防止回路を備えた従来のスイッチング
電源装置の構成を示す回路図である。

【図５】サイリスタおよび電流制限抵抗を備えた場合の
波形を示す図である。

【図６】突入電流防止回路を備えていない場合の波形を
示す図である。

【符号の説明】

１・・・ダイオードブリッジ回路、２・・・突入電流防
止回路、３・・・入力コンバータ、４，１２・・・電圧
制御回路、５・・・出力コンバータ、６・・・スイッチ
ング制御回路、７・・・サイリスタ（ＳＣＲ）、８・・
・負荷回路、１１・・・電圧変換回路、１３・・・電圧
安定化回路、Ｄ１〜Ｄ５・・・ダイオード、Ｃ１〜Ｃ４
・・・コンデンサ、Ｒ１〜Ｒ７・・・抵抗、Ｑ１〜Ｑ３
・・・トランジスタ、Ｌ１，Ｌ２・・・チョークコイ
ル、ＳＷ・・・スイッチ、Ｔ・・・変圧器

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源の供給を受けて交流電圧を直流
電圧に変換する電圧変換回路と、前記電圧変換回路による直流出力電圧を保持する出力保
持用のコンデンサと、前記コンデンサの充電電流を制御する電界効果トランジ
スタと、前記交流電源がオンされると共に前記電圧変換回路から
直流電圧を入力してゲート電圧が徐々に立ち上がるよう
に前記電界効果トランジスタのゲートに電圧を印加する
電圧制御回路とを備えることを特徴とするスイッチング
電源装置。
【請求項２】前記電圧制御回路は、前記電圧変換回路から入力した直流電圧を抵抗を介して
電圧制御用のコンデンサに充電し前記コンデンサに充電
された電圧を前記電界効果トランジスタのゲートに印加
する積分回路と、前記積分回路を保護する保護回路とを有していることを
特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】前記出力保持用のコンデンサに保持され
た直流出力電圧を安定化する電圧安定化回路を設けてい
ることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源
装置。