JP4218862B2 - フライバックコンバータの同期整流回路 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチングレギュレータの一種であるフライバックコンバータの同期整流回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
従来、スイッチングレギュレータにおいて高効率化を図るための整流回路として同期整流回路が知られている。一方、スイッチングレギュレータの一種である自励式のフライバックコンバータ(RCC)は、50W程度以下では最も安価であり、ACアダプタ等に広く用いられている。このような自励式のフライバックコンバータへの同期整流回路の適用は、以前から種々の試みが為されているが、十分な効果が得られていなかった。同期整流回路を自励式のフライバックコンバータに適用するのが困難なのは、接続される負荷の大きさによって、スイッチング周波数が大きく変化するのと相まって整流ダイオードの流通がオフするタイミングを検出するのが極めて難しいからである。
【0003】
特に、一次側のスイッチングにおいて最近行われている、トランスのリーケージインダクタンスとの共振を利用したZVS(ゼロボルトスイッチング)では、整流ダイオードのオフ近辺からの電圧減少スロープが緩慢であり、同期整流回路の適用は益々困難になっている。
【0004】
また、もし整流ダイオードのオフ時に同期整流トランジスタがオンすると、大きな逆パルス電流が流れ、効率を悪化させるばかりでなく、最悪の場合には同期整流トランジスタを破壊してしまう。
【0005】
ところで、カレントトランスを用いた種々の同期整流回路が提案されている(特許第3066727号公報、特開2002−10639号公報等)。
【0006】
カレントトランス方式の同期整流回路は、カレントトランスの一次巻線を流れる出力電流に応じて二次巻線に発生する電圧により、同期整流用のトランジスタのスイッチングを制御する構成になっている。
【0007】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述したような従来の同期整流回路には、次のような欠点がある。▲1▼カレントトランスによる電力の消費を無視することはできない。▲2▼カレントトランス自体が高価である。▲3▼カレントトランスの二次巻線に発生する電圧の増加減少スロープは緩慢であり、更に同期整流用のトランジスタのゲート入力容量のためにオフ状態へのスイッチングが遅くなり、スイッチング損失が大きい。▲4▼軽負荷の場合にはカレントトランスの二次巻線に発生する電圧自体が小さくなって同期整流用のトランジスタのスイッチングが不可能になるため、広範囲の負荷に対応することができない。
【0008】
本発明は、このような実情に鑑みて為されたものであり、カレントトランス方式の欠点を解消することができるような、すなわち高効率で安価であり広範囲の負荷に対応することができるようなフライバックコンバータの同期整流回路を提供することを目的とする。
【0009】
【課題を解決するための手段】
第1に、本発明のフライバックコンバータの同期整流回路は、トランスの二次巻線に接続されオン/オフ動作により同期整流を行う同期整流素子と、前記トランスの二次巻線に並列接続された、ダイオード素子と前記二次巻線よりエネルギー放出時間が短い補助インダクタンス回路との直列回路と、前記補助インダクタンス回路のエネルギー放出の終了を、前記ダイオード素子と前記補助インダクタンス回路との接続点よりオフ信号として検出したとき、前記同期整流素子をオフ制御するオフ制御素子と、
を備えたことを特徴とする。
【0010】
このようなフライバックコンバータの同期整流回路によれば、損失電圧は小さく、安価に(カレントトランスを用いた場合と比較して、例えば10分の1程度のコストで)構成することができる。また、トランスの二次巻線に並列接続された、アイソレート用のダイオード素子および前記二次巻線よりエネルギー放出時間が短い補助インダクタンス回路を用い、オフ制御素子により該補助インダクタンス回路のエネルギー放出の終了を検出し同期整流素子をオフとするようにしているため、スイッチング損失を小さくすることができる。
【0011】
第2に、本発明のフライバックコンバータの同期整流回路は、トランスの二次巻線に接続されオン/オフ動作により同期整流を行う同期整流素子と、前記トランスの二次巻線に延設された補助巻線に並列接続された、ダイオード素子と前記二次巻線よりエネルギー放出時間が短い補助インダクタンス回路との直列回路と、前記補助インダクタンス回路のエネルギー放出の終了を、前記ダイオード素子と前記補助インダクタンス回路との接続点よりオフ信号として検出したとき、前記同期整流素子をオフ制御するオフ制御素子と、
を備えたことを特徴とする。
【0012】
このようなフライバックコンバータの同期整流回路によれば、損失電圧は小さく、安価に(カレントトランスを用いた場合と比較して、例えば10分の1程度のコストで)構成することができる。また、トランスの二次巻線に延設された補助巻線に並列接続された、アイソレート用のダイオード素子および前記二次巻線よりエネルギー放出時間が短い補助インダクタンス回路を用い、オフ制御素子により該補助インダクタンス回路のエネルギー放出の終了を検出し同期整流素子をオフとするようにしているため、スイッチング損失を小さくすることができる。
【0013】
第3に、本発明のフライバックコンバータの同期整流回路は、前記第1または第2に記載のフライバックコンバータの同期整流回路において、前記同期整流素子は電界効果トランジスタであり、前記オフ制御素子は前記電界効果トランジスタのゲートに蓄積された電荷を放電させることにより該電界効果トランジスタをオフとすることを特徴とする。
【0014】
このようなフライバックコンバータの同期整流回路によれば、オフ制御素子により補助インダクタンス回路のエネルギー放出の終了を検出し電界効果トランジスタのゲートに蓄積された電荷を放電させることにより該電界効果トランジスタをオフとするようにしているため、スイッチング損失を小さくすることができる。
【0015】
第4に、本発明のフライバックコンバータの同期整流回路は、前記第2または第3に記載のフライバックコンバータの同期整流回路において、更に、前記補助巻線に接続され前記同期整流素子をオンさせるためのオン制御素子を備えたことを特徴とする。
【0016】
このようなフライバックコンバータの同期整流回路によれば、補助巻線に接続されたオン制御素子により同期整流素子がオンされる。
【0017】
第5に、本発明のフライバックコンバータの同期整流回路は、前記第1または第3に記載のフライバックコンバータの同期整流回路において、更に、前記トランスの二次巻線に接続され前記同期整流素子をオンさせるためのオン制御素子を備えたことを特徴とする。
【0018】
このようなフライバックコンバータの同期整流回路によれば、二次巻線に接続されたオン制御素子により同期整流素子がオンされる。
【0019】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。
【0020】
(実施の形態1)
図1は、本発明の実施の形態1に係るフライバックコンバータの同期整流回路を示す回路図である。トランスTの一次側において、一端に電源電圧VCCが供給される一次巻線N1(インダクタンスはL1とする)の他端には、スイッチング用のトランジスタ(Nチャンネル型のMOS電界効果トランジスタ)Q1のドレインが接続されている。一方、トランスTの二次側において、一端が接地されている二次巻線N2(インダクタンスはL2とする)の他端には、並列接続されたコンデンサC3および可変抵抗R3を介して補助インダクタンス回路を構成するコイルL3の一端が接続されているとともに、オン/オフ動作により同期整流を行う同期整流素子であるトランジスタ(Nチャンネル型のMOS電界効果トランジスタ)Q2のソースが接続されている。コイルL3は、二次巻線N2よりエネルギー放出時間が短いものである。ここで、コイルL3のインダクタンスと二次巻線N2のインダクタンスとの大小関係に拘わらず、補助インダクタンス回路としてのエネルギー放出時間が二次巻線N2のエネルギー放出時間より短ければよい。トランジスタQ2のドレインは、平滑用の電解コンデンサC1を介して接地されているとともに、出力電圧VOを供給するための出力端子1に接続されている。トランジスタQ2のソース・ドレイン間には、整流用の補助ダイオードとしてのショットキーダイオードD3が接続されている。
【0021】
また、二次巻線N2 からは、補助巻線NSが延設されている。すなわち、二次巻線N2の他端には補助巻線NS(巻数は、本実施の形態では二次巻線N2と等しいものとする)の一端が接続されており、この補助巻線NSの他端とコイルL3の他端との間にはアイソレート用のダイオード素子であるショットキーダイオードD4が接続されている。補助巻線NSの他端は他の電源供給のために使用可能となっている。ショットキーダイオードD4とコイルL3との接続点は、逆流防止用のダイオードD5を介してトランジスタQ2のゲートに接続されている。トランジスタQ2のゲートは、同期整流素子をオフにするオフ制御素子であるトランジスタ(PNP型トランジスタ)Q3のエミッタに接続されており、該トランジスタQ3のコレクタは、トランジスタQ2のソースに接続されている。更に、ショットキーダイオードD4とコイルL3との接続点は、微分用のコンデンサC2を介してトランジスタQ3のベースに接続されている。トランジスタQ3のベース・エミッタ間には、保護用のダイオードD6が接続されている。トランジスタQ3は、コイルL3のエネルギー放出の終了を検出しトランジスタQ2をオフとするものである。なお、出力端子1は、出力電圧VOの変動に応じて一次側のトランジスタQ1のスイッチング動作を制御するための制御回路(図示せず)を介して該トランジスタQ1のゲートに接続されている。
【0022】
次に、このように構成された本実施の形態に係る同期整流回路の動作について説明する。まず、トランジスタQ2のオフ状態からオン状態へのスイッチングについて説明する。スイッチング用のトランジスタQ1のドレイン電圧Vd1が図2(a)に示すように時刻tAにおいて立ち上がると、同期整流用のトランジスタQ2のソース電圧VSが図2(b)に示すように立ち上がり、並列に接続されたコンデンサC3および可変抵抗R3とコイルL3との直列回路に発生する電圧VL3が図2(c)に示すように立ち上がる。電圧VL3が立ち上がると、コイルL3のエネルギー放出による電荷の一部がダイオードD5を介してトランジスタQ2のゲートに供給され、これによりトランジスタQ2のゲート・ソース間電圧VGSが図2(d)に示すように速やかに立ち上がり、トランジスタQ2がオンされるようになっている。トランジスタQ2およびショットキーダイオードD3に流入する電流ISも図2(e)に示すように時刻tAにおいて立ち上がるが、その後徐々に減少していく。コイルL3を流れる電流I3は図2(f)に示すように時刻tAから以降(コイルL3のエネルギー放出時間T3)は徐々に減少していく。
【0023】
続いて、トランジスタQ2のオン状態からオフ状態へのスイッチングについて説明する。並列に接続されたコンデンサC3および可変抵抗R3とコイルL3との直列回路に発生する電圧VL3がコイルL3のエネルギー放出の終了とともに図2(c)に示すように時刻tBにおいて立ち下がると、トランジスタQ3がオンとなり、トランジスタQ2のゲートに蓄積された電荷がトランジスタQ3のエミッタ・コレクタ間を介して放電され、これによりトランジスタQ2のゲート・ソース間電圧VGSが図2(d)に示すように速やかに立ち下がり、トランジスタQ2がオフされるようになっている。すなわち、トランジスタQ3により、コイルL3のエネルギー放出の終了が検出されトランジスタQ2がオフされるようになっている。コイルL3を流れる電流I3は図2(f)に示すように時刻tBにおいてゼロとなるが、ショットキーダイオードD3に流入する電流ISは図2(e)に示すように時刻tBより遅い時刻tCにおいてゼロとなる。これは、コイルL3のエネルギー放出時間T3がトランスTの二次巻線N2のエネルギー放出時間T2より短いからである。
【0024】
次に、常にエネルギー放出時間T3がエネルギー放出時間T2より短いという関係(T3<T2)を満足させることができるとする理由について数式を用いて説明する。まず、スイッチング用のトランジスタQ1がオン状態からオフとなった瞬間にトランスTの一次巻線N1(インダクタンスL1)に蓄えられるエネルギーP1は、次式(1)で示される。
P1=(1/2)(VCC 2/L1)T1 2・・・(1)
但し、T1はトランジスタQ1のオン時間とする。エネルギーP1をトランスTの二次側から見ると、エネルギーP1は、二次巻線N2(インダクタンスL2)に蓄えられるエネルギーP2に等しく、L2=(N2/N1)2L1であるから、次式(2)で示される。
P1=P2=(1/2)(1/L2){(N2/N1)VCC}2T1 2・・・(2)同様に、コイルL3(インダクタンスL3)に蓄えられるエネルギーP3は、次式(3)で示される。
P3=(1/2)(1/L3){(NS/N1)VCC−ΔV}2T1 2・・・(3)
但し、ΔVはショットキーダイオードD4の順方向電圧VFと可変抵抗R3の端子間電圧およびコイルL3の巻線抵抗による降下の総和とする。このエネルギーP3の一部がダイオードD5を介して同期整流用のトランジスタQ2のゲートに電荷を供給し、該トランジスタQ2をオンとする。余ったエネルギーはショットキーダイオードD4を介して補助巻線NSに回生される。従って、トランジスタQ2をオンとするためのエネルギーは最小限である。
【0025】
次に、二次巻線N2のエネルギー放出時間T2およびコイルL3のエネルギー放出時間T3を求める。トランジスタQ2のオン抵抗は十分小さく無視すれば二次巻線N2の端子間電圧は出力電圧VOに等しく、エネルギーP2は、二次巻線N2の放出エネルギーと等しいから、次式(4)で示される。
P2=(1/2)(1/L2){(N2/N1)VCC}2T1 2=(1/2)(1/L2)VO 2T2 2・・・(4)
この式(4)より、二次巻線N2のエネルギー放出時間T2は、次式(5)で示される。
T2=(N2/N1)(VCC/VO)T1・・・(5)
同様に、補助巻線NSの端子間電圧は(NS/N2)VOであるから、エネルギーP3は、次式(6)で示される。
P3=(1/2)(1/L3){(NS/N1)VCC−ΔV}2T1 2=(1/2)(1/L3){(NS/N2)VO+ΔV}2T3 2・・・(6)
ここで、(NS/N1)VCC−ΔVはトランジスタQ1のオン時間T1内にコイルL3に印加される実効電圧であり、(NS/N2)VO+ΔVはコイルL3のエネルギー放出時間T3内にコイルL3に発生する実行電圧である。よって、コイルL3のエネルギー放出時間T3は、次式(7)で示される。
T3=〔{(NS/N1)VCC−ΔV}/{(NS/N2)VO+ΔV}〕T1=〔{(N2/N1)VCC−(N2/NS)ΔV}/{VO+(N2/NS)ΔV}〕T1・・・(7)
上記式(5)を用いてT1を消去すると、コイルL3のエネルギー放出時間T3は、次式(8)で示される。
T3=〔{VO−(N1/NS)ΔV(VO/VCC)}/{VO+(N2/NS)ΔV}〕T2=〔{1−(N1/NS)(ΔV/VCC)}/{1+(N2/NS)(ΔV/VO)}〕T2・・・(8)
従って、ΔVがある値を採るようにすれば、常にエネルギー放出時間T3がエネルギー放出時間T2より短いという関係(T3<T2)を満足させることができる。但し、ΔV=0の場合にはT3=T2となる。
【0026】
ここで、例えば出力端子1に接続される負荷が重くなると、トランジスタQ1のオン時間T1が長くなり、コイルL3を流れる電流I3が増加してショットキーダイオードD4の順方向電圧VFと可変抵抗R3の端子間電圧およびコイルL3の巻線抵抗による降下の総和ΔVも増加し、エネルギー放出時間T3とT2の比率も変動するが、可変抵抗R3を調節してその端子間電圧を調節すれば、該比率を略一定にすることができ、広範囲の負荷に対応して同期整流を行うことができる。なお、電流I3は例えば0.1〜0.2A程度であればよいため、コイルL3には小型のものを用いることができる。
【0027】
ここで、可変抵抗R3の端子間電圧を負荷条件に応じて自動的に調節するためには、例えば図3に示すような回路構成を用いればよい。この回路構成は負荷が軽くなるとスイッチング周波数が上昇することを利用するものであり、可変抵抗R3(図1)の替わりに抵抗R3が用いられており、コンデンサC3(図1)の替わりに平滑用の電解コンデンサC3が用いられている。トランジスタ(PNP型トランジスタ)Q4のコレクタはコイルL3と抵抗R3との接続点に接続されており、該トランジスタQ4のエミッタは補助巻線NSの一端に接続されている。トランジスタQ4のベースは、コンデンサC4およびダイオードD7と抵抗R5との直列回路をそれぞれ介して補助巻線NSの一端に接続されているとともに、抵抗R4を介して補助巻線NSの他端に接続されている。
【0028】
このような回路構成において、抵抗R4およびコンデンサC4により生成された三角波がトランジスタQ4のベースに供給されると、該トランジスタQ4はPWMチョッパー動作を行う。負荷が重くなるとトランジスタQ4のオン時間が長くなり、軽くなると該オン時間が短くなるため、抵抗R3の端子間電圧(コンデンサC3の端子間電圧)を自動的に所望の値に調節することができ、エネルギー放出時間T3とT2の比率を常に略一定にすることができる。なお、ダイオードD7によりトランジスタQ4の温度補償が行われる。
【0029】
本実施の形態に係る同期整流回路によれば、従来用いられていたカレントトランスによる欠点を解消することができる。すなわち、カレントトランスを用いていないため、損失電圧は小さく、安価に(カレントトランスを用いた場合と比較して、例えば10分の1程度のコストで)構成することができる。また、トランスTの二次巻線N2よりエネルギー放出時間が短いコイルL3を用い、トランジスタQ3により該コイルL3のエネルギー放出の終了を検出しトランジスタQ2をオフとする(トランジスタQ2のゲート・ソース間電圧VGSを速やかに立ち下げる)ようにしているため、スイッチング損失を小さくすることができる。これにより、カレントトランスを用いた場合と比較して、例えば30〜50W程度のコンバータでは効率が数%改善される。更に、コイルL3に接続された抵抗R3の端子間電圧を調節するようにしているため、コイルL3のエネルギー放出時間T3と二次巻線N2のエネルギー放出時間T2の比率を略一定にすることができ、広範囲の負荷に対応して同期整流を行うことができる。
【0030】
(実施の形態2)
図4は、本発明の実施の形態2に係るフライバックコンバータの同期整流回路を示す回路図である。本実施の形態に係る同期整流回路においては、可変抵抗R3(図1)の替わりに抵抗R3が用いられており、コンデンサC3(図1)は省略されている。同期整流用のトランジスタQ2をオンとするオン制御素子であるトランジスタQ5(PNP型トランジスタ)のエミッタは補助巻線NSの他端に接続されており、該トランジスタQ5のコレクタはトランジスタQ2のゲートに接続されている。トランジスタQ5のベースは、微分用のコンデンサC5と抵抗R6との直列回路を介して補助巻線NSの一端に接続されているとともに、ダイオードD8を介して補助巻線NSの他端に接続されている。なお、他の部分の構成については前述した実施の形態1に係る同期整流回路と同様であり、説明を省略する。
【0031】
このように構成された本実施の形態に係る同期整流回路においては、トランジスタQ2のオンは、トランジスタQ5によって電荷が該トランジスタQ2のゲートに供給されることにより行われる。また、トランジスタQ2のオフは、コイルL3とトランジスタQ3との協働により該トランジスタQ2のゲートに蓄積された電荷が放電されることにより行われる。なお、トランジスタQ5およびQ3のオン時間は僅かであるため、これらのトランジスタが同時にオンすることはない。この同期整流回路によれば、前述した実施の形態1に係る同期整流回路と同様な効果が得られる。
【0032】
(実施の形態3)
図5は、本発明の実施の形態3に係るフライバックコンバータの同期整流回路を示す回路図である。本実施の形態に係る同期整流回路は、トランスTの二次側の巻線を二次巻線N2のみ(単一巻線)で構成したものである。トランスTの二次側において、二次巻線N2の一端には、ショットキーダイオードD4のアノードが接続されているとともに、同期整流用のトランジスタ(Nチャンネル型のMOS電界効果トランジスタ)Q2のドレインが接続されている。トランジスタQ2のソースは、接地されているとともに、平滑用の電解コンデンサC1を介して出力電圧VOを供給するための出力端子1に接続されている。トランジスタQ2のソース・ドレイン間には、整流用の補助ダイオードとしてのショットキーダイオードD3が接続されている。
【0033】
一方、二次巻線N2の他端は、コイルL3を介してショットキーダイオードD4のカソードに接続されているとともに、出力端子1に接続されている。同期整流用のトランジスタQ2をオンとするオン制御素子であるトランジスタQ5(PNP型トランジスタ)のエミッタは二次巻線N2の他端に接続されており、該トランジスタQ5のコレクタはトランジスタQ2のゲートに接続されている。トランジスタQ5のベースは、微分用のコンデンサC5と抵抗R6との直列回路を介して二次巻線N2の一端に接続されているとともに、ダイオードD8を介して二次巻線N2の他端に接続されている。トランジスタQ2のゲートはトランジスタ(NPN型トランジスタ)Q3のコレクタに接続されており、該トランジスタQ3のエミッタは接地されている。コイルL3とショットキーダイオードD4との接続点aは、電流制限用の抵抗R7および微分用のコンデンサC2を介してトランジスタQ3のベースに接続されている。トランジスタQ3のベース・エミッタ間には、保護用のダイオードD6が接続されている。なお、他の部分の構成については前述した実施の形態1に係る同期整流回路と同様であり、説明を省略する。
【0034】
このように構成された本実施の形態に係る同期整流回路においては、トランジスタQ2のオンは、トランジスタQ5によって電荷が該トランジスタQ2のゲートに供給されることにより行われる。また、トランジスタQ2のオフは、コイルL3とトランジスタQ3との協働により該トランジスタQ2のゲートに蓄積された電荷が放電されることにより行われる。すなわち、トランジスタQ3により、コイルL3のエネルギー放出の終了(コイルL3とショットキーダイオードD4との接続点aの電位上昇)が検出されトランジスタQ2がオフされるようになっている。なお、トランジスタQ5およびQ3のオン時間は僅かであるため、これらのトランジスタが同時にオンすることはない。この同期整流回路によれば、前述した実施の形態1に係る同期整流回路と同様な効果が得られる。
次に、図示の同期整流回路において、オフ制御素子であるトランジスタQ 3 のベース電流について、図5を参照して説明する。ダイオード素子(ショットキーダイオード)D 4 がオンしているとき、微分用のコンデンサC 2 の電荷はほぼゼロである。補助インダクタンス回路(インダクタンスコイル)L 3 のエネルギー放出後、ダイオード素子D 4 がオフし、二次巻線の一方から切り離されたとき(アイソレートされたとき)、出力電圧V 0 から補助インダクタンス回路L 3 を通して逆方向に電流が流れ、これがコンデンサC 2 をチャージするとともにオフ制御素子Q 3 をオンするベース電流となる。補助インダクタンス回路L 3 のエネルギー放出終了とともに、二次巻線より早く補助インダクタンス回路L 3 とダイオード素子D 4 との接続点aの電位が反転する。
【0035】
なお、前述した実施の形態1〜実施の形態3に係る同期整流回路において、ショットキーダイオードD4の替わりに順方向電圧の小さい一般のダイオードを用いるようにしてもよい。
【0036】
(実施の形態4)
図6は、本発明の実施の形態4に係るフライバックコンバータの同期整流回路を示す回路図である。本実施の形態に係る同期整流回路は、トランスTの二次側の巻線を二次巻線N2のみ(単一巻線)で構成し、2つの出力電圧VO1およびVO2を取り出せるようにしたものである。すなわち、このコンバータは、出力電圧VO2に対してはフォワードコンバータとして動作し、出力電圧VO1に対してはフライバックコンバータとして動作するものである。トランスTの二次側において、二次巻線N2の一端は、ショットキーダイオードD9およびコイルL5を介して出力電圧VO2を供給するための出力端子2に接続されている。一方、二次巻線N2の他端は、ショットキーダイオードD10を介してショットキーダイオードD9とコイルL5との接続点に接続されているとともに、電解コンデンサC7を介して出力端子2に接続されている。トランジスタQ5(PNP型トランジスタ)のエミッタはコイルL5と出力端子2との接続点に接続されており、該トランジスタQ5のコレクタはトランジスタQ2のゲートに接続されている。トランジスタQ5のベースは、抵抗R6と微分用のコンデンサC5との直列回路を介して二次巻線N2の一端に接続されている。トランジスタQ5のベース・エミッタ間には、抵抗R8および電荷量制限用のコンデンサC6がそれぞれ接続されている。なお、他の部分の構成については前述した実施の形態3に係る同期整流回路と同様であり、説明を省略する。
【0037】
このように構成された本実施の形態に係る同期整流回路においては、トランジスタQ2のオンは、トランジスタQ5によって電荷が該トランジスタQ2のゲートに供給されることにより行われる。また、トランジスタQ2のオフは、コイルL3とトランジスタQ3との協働により該トランジスタQ2のゲートに蓄積された電荷が放電されることにより行われる。なお、トランジスタQ5およびQ3のオン時間は僅かであるため、これらのトランジスタが同時にオンすることはない。この同期整流回路によれば、前述した実施の形態1に係る同期整流回路と同様な効果が得られる。
【0038】
また、この同期整流回路によれば、トランスTの利用効率が上がり、出力電圧VO2を補助巻線から取り出す場合と比較して該トランスTを小型化することができる。更に、前述した実施の形態3では、出力電圧VOが低い値(例えば3.3Vや2.5V等)であるとき、トランジスタQ2のゲート電圧が不足しそのオン抵抗が十分低くならなくなってしまうことがある。本実施の形態に係る同期整流回路では、トランジスタQ1がオン状態にあるときショットキーダイオードD9を導通させて高い駆動用電圧(出力電圧VO2)を兼用するようにしており、このような問題を解決することができる。勿論、出力電圧VO2を駆動用電圧としてのみ使用する場合には、電流は小さいためコイルL5およびショットキーダイオードD10は不要(コイルL5は抵抗に置き換える)であり、電解コンデンサC7は小容量のものでよい。また、出力電圧VO2の大きさは最大でVO1+(N2/N1)VCCまで可能である。なお、実験によれば条件によっては90%以上の高効率が得られたことを付記しておく。
【0039】
【発明の効果】
上述した説明から明らかなように、本発明によれば、カレントトランス方式の欠点を解消することができるような、すなわち高効率で安価であり広範囲の負荷に対応することができるようなフライバックコンバータの同期整流回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の実施の形態1に係るフライバックコンバータの同期整流回路を示す回路図である。
【図2】本発明の実施の形態1に係るフライバックコンバータの同期整流回路の動作を説明するための波形図である。
【図3】本発明の実施の形態1において可変抵抗の端子間電圧を負荷条件に応じて自動的に調節するための回路構成の一例を示す回路図である。
【図4】本発明の実施の形態2に係るフライバックコンバータの同期整流回路を示す回路図である。
【図5】本発明の実施の形態3に係るフライバックコンバータの同期整流回路を示す回路図である。
【図6】本発明の実施の形態4に係るフライバックコンバータの同期整流回路を示す回路図である。
【符号の説明】
T トランス
N2 二次巻線
NS 補助巻線
Q2 トランジスタ(同期整流素子)
Q3 トランジスタ(オフ制御素子)
Q5 トランジスタ(オン制御素子)
L3 コイル(補助インダクタンス回路)
D4 ショットキーダイオード(ダイオード素子)
Claims (5)
- トランスの二次巻線に接続されオン/オフ動作により同期整流を行う同期整流素子と、
前記トランスの二次巻線に並列接続された、ダイオード素子と前記二次巻線よりエネルギー放出時間が短い補助インダクタンス回路との直列回路と、
前記補助インダクタンス回路のエネルギー放出の終了を、前記ダイオード素子と前記補助インダクタンス回路との接続点よりオフ信号として検出したとき、前記同期整流素子をオフ制御するオフ制御素子と、
を備えたことを特徴とするフライバックコンバータの同期整流回路。 - トランスの二次巻線に接続されオン/オフ動作により同期整流を行う同期整流素子と、
前記トランスの二次巻線に延設された補助巻線に並列接続された、ダイオード素子と前記二次巻線よりエネルギー放出時間が短い補助インダクタンス回路との直列回路と、
前記補助インダクタンス回路のエネルギー放出の終了を、前記ダイオード素子と前記補助インダクタンス回路との接続点よりオフ信号として検出したとき、前記同期整流素子をオフ制御するオフ制御素子と、
を備えたことを特徴とするフライバックコンバータの同期整流回路。 - 前記同期整流素子は電界効果トランジスタであり、前記オフ制御素子は前記電界効果トランジスタのゲートに蓄積された電荷を放電させることにより該電界効果トランジスタをオフとすることを特徴とする請求項1または2に記載のフライバックコンバータの同期整流回路。
- 更に、前記補助巻線に接続され前記同期整流素子をオンさせるためのオン制御素子を備えたことを特徴とする請求項2または3に記載のフライバックコンバータの同期整流回路。
- 更に、前記トランスの二次巻線に接続され前記同期整流素子をオンさせるためのオン制御素子を備えたことを特徴とする請求項1または3に記載のフライバックコンバータの同期整流回路。
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