CN1274077C

CN1274077C - 用于回扫变换器的同步整流电路

Info

Publication number: CN1274077C
Application number: CNB031285988A
Authority: CN
Inventors: 中山和昭
Original assignee: Pioneer Corp
Current assignee: Pioneer Corp
Priority date: 2002-03-29
Filing date: 2003-03-29
Publication date: 2006-09-06
Anticipated expiration: 2023-03-29
Also published as: JP4218862B2; JP2003299354A; CN1453928A; US20030193820A1; US6791849B2

Abstract

一种用于回扫变换器的同步整流电路，包括：同步整流元件(Q₂)，连接到变压器(T)的次级绕组(N₂)并根据同步整流元件的导通/关断操作执行同步整流操作；辅助电感电路(L₃)，连接到变压器(T)的次级绕组(N₂)并有短于次级绕组(N₂)的能量放电周期；和控制元件(Q₃)，用于响应于检测辅助电感电路(L₃)能量放电结束关断同步整流元件(Q₂)。

Description

用于回扫变换器的同步整流电路

本公开涉及于包含在2002年3月29日提交的申请号为2002-094276的日本专利申请中的主题，以其全部内容援引于此作为参考。

技术领域

本发明涉及用于回扫变换器(flyback converter)的作为一种开关稳压器(regulator)的同步整流电路。

背景技术

通常，在开关稳压器中，作为高效整流电路，同步整流电路是公知的。在一个方面，自激励型回扫变换器常称为振铃扼流圈变换器(RCC)，这是在50瓦及其以下的开关稳压器中最便宜的一种开关稳压器，并从而在AC适配器等使用得最广。同步整流电路已试图以各种方式应用到这样的自激励型回扫变换器中，但尚未达到足够的效率。其原因是应用同步整流电路到自激励型回扫变换器上的困难是，除了开关频率随连接的负荷发生很大的变化外，检测整流二极管的关断时间也是困难的。

具体地，利用近来在初级侧开关切换(switching)中已经实现的按照变压器的漏极电感谐振的ZVS(零电压开关切换)中，从接近整流二极管的关断时间点的电压降低的倾斜度是平缓的，这样就增加了应用同步整流电路的困难。

另外，当同步整流晶体管在整流二极管关断时刻导通时，流过大的反向脉冲电流。因此，不仅效率变坏，而且在最恶劣的情况击穿同步整流晶体管。

在此期间，已提出了各种类型的每个都利用变流器(current trasformer)的同步整流电路。在日本专利No.3066727和JP-A-2002-10639中披露了这些例子。

变流器型的同步整流电路其组成使得根据流过变流器的初级绕组的输出电流通过在次级绕组产生一个电压控制同步整流晶体管的开关操作。

但是，上述常规同步整流电路有下列缺点。(1)由变流器消耗相当数量的电功率。(2)变流器本身的高价格。(3)由于同步整流晶体管的栅极(gate)输入电容使达到关断状态的开关速度慢，和在变流器的次级绕组产生的电压的增/减速率的缓和曲率引起大量的开关损耗。(4)由于当负荷小并且在变流器的次级绕组产生的电压电平本身变低时不能开关切换同步整流晶体管，使得不能适合宽范围负荷。

发明内容

根据这样的常规技术提出本发明，并且，本发明的目的是提供一种能消除变流器型的缺点的用于回扫变换器的同步整流电路，即，提供这样一种用于回扫变换器的同步整流电路，该电路是高效率、便宜、并且能适应宽范围负荷。

为了实现上述目的，按照本发明的第一方案，提供一种用于回扫变换器的同步整流电路，包括：有初级绕组和次级绕组的变压器；连接到变压器的次级绕组并通过导通和关断执行同步整流操作的同步整流元件；连接到变压器的次级绕组并与次级绕组比有较短能量放电时间周期的辅助电感电路；和用于当检测到辅助电感电路的能量放电结束时关断同步整流元件的控制元件。

按照这样组成的用于回扫变换器的同步整流电路，该电路可以其组成使得电压损失很小并且在成本上还很低(几乎是利用变流器的同步整流电路成本的1/10)。另外，因为使用比变压器的次级绕组的能量放电时间周期短的辅助电感电路并且辅助电感电路的能量放电的结束是利用控制元件检测的，从而关断同步整流元件，可使得开关损耗很小。

按照本发明的第二方案，在上述第一方案的同步整流电路的配置中，同步整流元件包括场效应晶体管；并且控制元件通过使在场效应晶体管的栅极上的累积的电荷放电关断同步整流元件。

在这种配置中，因为辅助电感电路的能量放电的结束是由控制元件检测的，因此通过使在场效应晶体管的栅极上的累积的电荷放电关断场效应晶体管，可使得开关损耗很小。

按照本发明的第三方案，在上述第一或第二方案的同步整流电路的配置中，变压器有从次级绕组扩展的辅助绕组，并还包括一个连接在辅助绕组与辅助电感电路之间的隔离二极管元件。

在这种配置中，在利用辅助电感电路使同步整流元件导通的时刻，通过隔离二极管元件将剩余能量回收到辅助绕组。

按照本发明的第四方案，在上述第三方案的同步整流电路的配置中，可以还包括连接到辅助绕组并导通同步整流元件的控制元件。

在这种配置中，同步整流元件是由连接到辅助绕组的控制元件导通的。

按照本发明的第五方案，在上述第一或第二方案的同步整流电路的配置中，可以还包括连接到次级绕组并导通同步整流元件的控制元件。

在这种配置中，同步整流元件是由连接到次级绕组的控制元件导通的。

附图说明

通过参照附图对本发明各优选实施例的详细描述本发明的上述目的将变得更清楚，其中：

图1是表示按照本发明的第一实施例的用于回扫变换器的同步整流电路的电路图；

图2A到2F是表示按照本发明的第一实施例的同步整流电路工作的波形；

图3是表示在本发明的第一实施例中的根据负荷条件的可变电阻两端之间自动调整电压的电路组成的例子的电路图；

图4是表示按照本发明的第二实施例的同步整流电路的电路图；

图5是表示按照本发明的第三实施例的同步整流电路的电路图；

图6是表示按照本发明的第四实施例的同步整流电路的电路图。

具体实施方式

现参照附图描述本发明的优选实施例。

第一实施例：

图1是表示按照本发明的第一实施例的用于回扫变换器的同步整流电路。在变压器T的初级侧，电源极电压Vcc施加到初级绕组N₁(具有电感L₁)的一端并且开关晶体管(N沟MOS场效应晶体管)Q₁的漏极连接到初级绕组的另一端。另一方面，在晶体管T的次级侧，次级绕组N₂(具有电感L₂)的一端接地，同时构成辅助电感电路的线圈L₃的另一端通过并联配置的电容C₃和可变电阻R₃和晶体管(N沟MOS场效应晶体管)Q₂的源极连接到次级绕组的另一端，Q₂是通过通/断操作执行同步整流的同步整流元件，连接到次级绕组的另一端。线圈L₃在能量放电周期上短于次级绕组N₂。在这方面，与线圈L₃的电感和次级绕组N₂的电感之间的尺寸关系无关，作为辅助电感电路的能量放电时间周期最好短于次级绕组N₂的能量放电时间周期。晶体管Q₂的漏通过平滑电解电容C₁接地并且还连接到输出端1以便馈送输出电压Vc。作为整流辅助二极管的肖特基二极管D₃连接在晶体管Q₂的源极和漏极之间。

设置辅助绕组N_s，以便从次级绕组N₂扩展。即，辅助绕组N_s(在这个实施例中其匝数等于次级绕组N₂的匝数)的一端连接到次级绕组N₂的另一端。作为隔离二极管元件的肖特基二极管D₄连接在辅助绕组N_s的另一端和线圈L₃的另一端。辅助绕组N_s的另一端可以用于其它电源。肖特基二极管D₄和线圈L₃之间的连接点通过反向电流阻塞二极管D₅连接到晶体管Q₂的栅极。晶体管Q₂的栅极连接到用作关断同步整流晶体管Q₂的控制元件晶体管Q₃(PNP晶体管)的发射极，同时晶体管Q₃的集电极连接到晶体管Q₂的源极。另外，肖特基二极管D₄和线圈L₃之间的连接点通过微分电容C₂连接到晶体管Q₃的基极。保护二极管D₆连接在晶体管Q₃的基极和发射极之间。晶体管Q₃用作检测线圈L₃的能量放电的结束，从而关断晶体管Q₂。输出端1通过控制电路(未示出)连接到晶体管Q₁的栅极，以便根据输出电压V₀的变化控制初级侧晶体管Q₁的开关操作。

下面，将解释按这种方式组成的实施例的同步整流电路的工作。首先，将解释晶体管Q₂从关断状态到导通状态的转换。当开关晶体管Q₁的漏极电压V_d1上升到如图2A所示的t_A时，如图2B所示同步整流晶体管Q₂的源极电压V_S上升。因此，如图2C所示由线圈L₂和电容C₃和可变电阻R₃的并联配置组成的串联电路两端产生的电压V_L3上升。当电压V_L3上升时，由线圈L₃的能量放电产生的一部分电荷通过二极管D₅施加到晶体管Q₂的栅极，从而如图2D所示晶体管Q₂的栅极和源极之间的电压V_GS快速上升，因此导通晶体管Q₂。虽然如2E所示在时间点t_A流入晶体管Q₂和肖特基二极管D₃的电流I_S上升，但然后这个电流逐渐下降。如图2F所示，在时间点t_A(线圈L₃的能量放电时间周期T₃)以后流过线圈L₃的电流I₃逐渐下降。

接着，将解释晶体管Q₂从关断状态到导通状态的转换。当如图2C所示由线圈L₃和并联配置的电容C₃和可变电阻R₃组成的串联电路两端产生的电压V_L3与线圈L₃的能量放电结束同时下降到时间点t_B时，晶体管Q₂被导通。因此，在晶体管Q₂的栅极累积的电荷通过晶体管Q₃的发射极和集电极放电，从而如2D所示晶体管Q₂的栅极和源极之间的电压V_GS快速下降，因此晶体管Q₂关断。即，利用晶体管Q₃检测线圈L₃的能量放电结束并且然后晶体管Q₂关断。虽然如图2F所示流过线圈L₃的电流I₃在时间点t_B变为0，但是如图2E所示流入肖特基二极管D₄的电流I_s迟后于时间点t_B的时间点t_C变为0。这是因为线圈L₃的能量放电时间周期T₃短于变压器T次级绕组N₂的能量放电时间周期T₂。

下面，将用公式解释为何始终满足能量放电时间周期T₃短于能量放电时间周期T₂(T₃＜T₂)的原因。首先，在开关晶体管Q₁从导通状态到关断状态进行充电的瞬间累积在变压器T的初级绕组N₁(电感L₁)中的能量P₁由如下表达式(1)表示：

P₁＝(1/2)(V_CC ²/L₁)T₁ ² (1)

其中T₁代表晶体管Q₁的导通时间周期。当从变压器T的次级侧看能量P₁时，能量P₁等于在次级绕组N₂(电感L₂)和L₂＝(N₂/N₁)²L₁累积的能量P₂。因此，能量P₁由下表达式(2)代表：

P₁＝P₂＝(1/2)(1/L₂){(N₂/N₁)V_CC}²T₁ ² (2)

同样，由下表达式(3)代表累积在线圈L₃(电感L₃)的能量P₃：

P₃＝(1/2)(1/L₃){(N₂/N₁)V_CC-ΔV}²T₁ ² (3)

其中ΔV代表肖特基二极管D₄的正向电压V_F、可变电阻R₃两端的电压和线圈L₃绕组电阻两端的电压降的总和。能量P₃的一部分作为电荷通过二极管D₅被馈送到同步整流晶体管Q₂的栅极，从而使晶体管Q₂导通。其余累积的能量通过肖特基二极管D₄回收到辅助绕组N_S。因此，导通晶体管Q₂所要求的能量可以减小。

接下来，将获得次级绕组N₂能量放电时间周期T₂和线圈L₃的能量放电时间周期T₃。晶体管Q₂的导通电阻值非常小。因此，如果这个导通阻抗被忽略，次级绕组N₂两端之间的电压等于输出电压V₀和能量P₂等于次级绕组N₂的放电能量，并且，能量P₂由如下表达式(4)表示：

P₂＝(1/2)(1/L₂){(N₂/N₁)V_CC}²T₁ ²＝(1/2)(1/L₂)V_CC ²T₂ ² (4)

根据表达式(4)，次级绕组N₂的能量放电时间周期T₂由如下表达式(5)表示：

T₂＝(N₂/N₁)(V_CC/V₀)T₁ (5)

同样，因为辅助绕组N_S两端的电压为(N₂/N₁)V_CC，能量P₃由如下表达式(6)表示：

P₃＝(1/2)(1/L₃){(N_S/N₁)V_CC-ΔV}²T₁ ²＝(1/2)(1/L₃){(N_S/N₂)V₀+ΔV}²T₃ ² (6)

其中(N_S/N₁)V_CC-ΔV代表在晶体管Q₁的导通时间周期T₁内加到线圈L₃的有效电压，和(N_S/N₂)V₀+ΔV代表在线圈L₃的能量放电时间周期T₃内线圈L₃产生的有效电压。因此，线圈L₃的能量放电时间周期T₃由如下表达式(7)表示：

T₃＝[{(N_S/N₁)V_CC-ΔV}/(N_S/N₂)V₀+ΔV]T₁＝[{(N_S/N₁)V_CC-(N₂/N₀)ΔV}/{V₀+(N₂/N_S)ΔV}]T₁ (7)

并且利用表达式(5)消去T₁，能量放电时间周期T₃由如下表达式(8)表示：

T₃＝[{V₀-(N₁/N_S)ΔV(V₀/V_CC)}/V₀+(N₂/N_S)ΔV]T₂＝[{1-(N₁/N_s)ΔV/V_CC}/{1+(N₂/N_S)(ΔV/V₀)}]T₂ (8)

因此，当ΔV设置为某值时，可以满足能量放电时间周期T₃始终短于能量放电时间周期T₂(T₃＜T₂)。但是，当ΔV为0时，T₃变为等于T₂。

当要连接到输出端1的负荷变大时，晶体管Q的导通时间周期变长，从而流过线圈L₃的电流增加。结果，肖特基二极管D₄的正向电压V_F、可变电阻R₃两端的电压和线圈L₃绕组电阻两端的电压降的总电压ΔV也增加并且能量放电时间周期T₃与T₂之间的比也发生变化。但是，当调整可变电阻R₃以调整可变电阻R₃两端之间的电压时，这个比可以几乎不变，使得可以对应于宽范围负荷执行同步整流。在这方面，因为电流I₃在约0.1到0.2安培范围足够了，因此可以使用小尺寸的线圈L₃。

在这方面，可以使用如图3所示的电路其组成使得根据负荷条件自动调整可变电阻R₃两端的电压。这种电路组成是利用这样的事实进行配置的，即，当以使用电阻R₃代替可变电阻R₃(图1)并使用平滑电解电容C₃代替电容C₃(图1)这样的方式使负荷变小时，开关频率升高。按这种配置中，晶体管(PNP晶体管)Q₄的集电极连接到线圈L₃与电阻R₃之间的连接点，并且晶体管Q₄的发射极连接到辅助绕组N_S的一端。晶体管Q₄的基极通过电容C₄连接到辅助绕组N_S的一端并且还通过二极管D₇和电阻R₅的串联电路和通过电阻R₄还连接到辅助绕组N_S的另一端。

在这样的电路组成中，当利用电阻R₄和电容C₄产生的三角波被馈送到晶体管Q₄的基极时，晶体管Q₄执行PWM削波操作。当负荷变大时，晶体管Q₄的导通时间变长，而当负荷变小时，导通时间变短。按照这种方式，可以自动调整可变电阻R₃两端之间的电压(电容C₃两端之间的电压)到希望值，使得能量放电时间周期T₃与T₂之间的比可以始终几乎不变。此外，可以利用二极管D₇执行晶体管Q₄的温度补偿。

按照本实施例的同步整流电路，可以方便地消除由变流器引起的缺点。即，因为该实施例不用任何变流器，该实施例的同步整流电路其组成可以使得电压损失小并且成本低(几乎是利用变流器的同步整流电路的成本的1/10)的同步整流电路。另外，因为该实施例是按该使用能量放电时间周期短于变压器T的次级绕组N₂能量放电时间周期的线圈L₃配置的，并且线圈L₃的能量放电的结束是利用晶体管Q₃检测的，因此关断晶体管Q₂(快速降低晶体管Q₂的源极和栅极之间的电压V_GS)，开关损耗可以作得小。因此，在约30到50瓦的变换器中，当与利用变流器的同步整流电路比较时，本实施例的同步整流电路可以提高效率约几个百分点。另外，因为本实施例被配置为调整连接到线圈L₃的电阻R₃的两端的电压，线圈L₃的能量放电时间周期T₃与次级绕组N₂的能量放电时间周期T₂之间的比可以几乎不变并使得可以对应于宽范围负荷执行同步整流。

第二实施例：

图4是表示按照本发明的第二实施例的同步整流电路的电路图。在按照这个实施例的同步整流电路中，使用电阻R₃代替可变电阻R₃(图1)并且取消电容C₃(图1)。用作导通同步整流晶体管Q₂的晶体管Q₅(PNP晶体管)的发射极连接到辅助绕组N_S的另一端，并且晶体管Q₅的集电极连接到晶体管Q₂的栅极。晶体管Q₅的基极通过微分电容C₅和电阻R₆的串联电路连接到辅助绕组N_S的一端，并且还通过二极管D₈连接到辅助绕组N_S的另一端。这个实施例的其余组成是与上述第一实施例的同步整流电路相同并且这里省略对其的解释。

在按这种方式组成的第二实施例的同步整流电路中，晶体管Q₂响应于从晶体管Q₅馈送到晶体管Q₂的栅极的电荷而导通。相反，响应于累积在晶体管Q₂的栅极的电荷由于线圈L₃和晶体管Q₃的协同操作的放电而关断晶体管Q₂。此外，因为每个晶体管Q₅和Q₃的导通时间周期都很短，这些晶体管不同时导通。按照这个同步整流电路，可以获得类似第一实施例的效率。

第三实施例

图5是表示按照本发明的第三实施例的同步整流电路的电路图。在按照这个实施例的同步整流电路中，变压器T的次级绕组是仅由次级绕组N₂构成的(即，由单一绕组构成的)。在变压器T的次级侧，次级绕组N₂的一端连接到肖特基二极管D₄的阳极并且还连接到同步整流晶体管(N沟型MOS场效应晶体管)Q₂的漏极。晶体管Q₂的源极接地并且还通过平滑电解电容C₁连接到输出端以便馈送输出电压V₀。作为整流辅助二极管的肖特基二极管D₃连接在晶体管Q₂的源极和漏极之间。

另一方面，次级绕组N₂的另一端通过线圈L₃连接到肖特基二极管D₄的阴极并且还连接到输出端1。作为导通同步整流晶体管Q₂的导通控制元件的晶体管Q₅(PNP晶体管)的发射极连接到次级绕组N₂的另一端，并且，晶体管Q₅的集电极连接到晶体管Q₂的栅极。晶体管Q₅的基极通过微分电容C₅和电阻R₆的串联电路连接到次级绕组N₂的一端，并且，还通过二极管D₈连接到次级绕组N₂的另一端。晶体管Q₂的栅极连接到晶体管Q₃(NPN晶体管)的集电极并且晶体管Q₃的发射极接地。线圈L₃和肖特基二极管D₄之间的连接点通过电流限制电阻R₇和微分电容C₂连接到晶体管Q₃的基极。保护二极管D₆连接在晶体管Q₃的基极与发射极之间。这个实施例的其余组成是与上述第一实施例的同步整流电路相同，并因此省略对其的描述。

在按这种方式组成的第二实施例的同步整流电路中，晶体管Q₂响应于从晶体管Q₅馈送电荷到晶体管Q₂的栅极被导通。相反，响应于累积在晶体管Q₂的栅极的电荷由于线圈L₃和晶体管Q₃的协同作用的放电而关断晶体管Q₂。即，晶体管Q₃检测线圈L₃的能量放电的结束(在线圈L₃和肖特基二极管D₄之间连接点的电压增加)，从而关断晶体管Q₅。此外，因为每个晶体管Q₅和Q₃的导通时间周期都很短，这些晶体管不同时导通。按照这个同步整流电路，可以获得类似第一实施例的效率。

在第一和第三实施例的同步整流电路中，代替肖特基二极管D₄，可以使用有小正向电压的一般二极管。

第四实施例

图6是表示按照本发明的第四实施例的同步整流电路的电路图。在按照这个实施例的同步整流电路中，T的次级绕组是仅由一个次级绕组N₂构成的(即，由单一绕组构成的)，使得从其取出输出两个电压V₀₁和V₀₂。即，这种变换器作为相对于输出电压V₀₂的正向变换器和作为相对于输出电压V₀₁的回扫变换器工作。在变压器T的次级侧，次级绕组N₂的一端通过肖特基二极管D₄和线圈L₃连接到馈送输出电压V₀₂的输出端2。另一方面，次级绕组N₂的另一端通过肖特基二极管D₁₀连接到肖特基二极管D₄和线圈L₃的连接点并且还通过电解电容C₇连接到输出端2。晶体管Q₅(PNP晶体管)的发射极连接到线圈L₃和输出端2之间的连接点，并且晶体管Q₅的集电极连接到晶体管Q₂的基极。晶体管Q₅的基极通过电阻R₆和电容C₅的串联电路连接到次级绕组N₂的一端。电阻R₈和电荷量限制电容C₆中的每个连接到晶体管Q₅的基极与发射极之间。这个实施例的其余构成与上述第三实施例的同步整流电路相同，并因此省略对其的解释。

在按这种方式构成的这个实施例的同步整流电路中，晶体管Q₂响应于从晶体管Q₅到晶体管Q₂的栅极的电荷馈送而导通。相反，晶体管Q₂响应于累积在晶体管Q₂的栅极的电荷由于线圈L₃和晶体管Q₂的协同作用的放电而关断。此外，因为每个晶体管Q₅和Q₃的导通时间周期都很短，这些晶体管不同时导通。按照这个同步整流电路，可以获得类似第一实施例的效率。

另外，按照这个同步整流电路，可以改善变压器T的利用效率并且与从辅助绕组提取输出电压V₀₂的情况相比变压器T可以减得很小。另外，按照第三实施例，当输出电压V₀很低(例如，低到3.3伏或2.5伏)时，可能出现晶体管Q₂的栅极电压不够高并使其导通电阻值不能足够都降低的情况。按照这个实施例的同步整流电路，当晶体管Q₁处于导通状态时，肖特基二极管D₄被导通，从而输出一个输出电压也作为高驱动电压(输出电压V₀₂)，因此可以消除这个问题.当然，当输出电压V₀仅用作驱动电压时，因为电流很小，不需要线圈L和肖特基二极管D₁₀(圈L由电阻代替)并且电解电容可以是一个小容量的电容。输出电压V₀₂可以上升为最大V₀₁+(N₂/N₁)V_CC。此外，根据一个实施例，根据条件，可以获得等于或高于90％的效率。

从上述的描述中可以看出，按照本发明，有可能提供一种消除变流器型的缺点的回扫变换器的同步整流电路，即用于回扫变换器的同步整流电路高效率、便宜并可以适合宽范围。

虽然本发明参照具体实施例已经进行了描述，但是对于本领域的技术人员而言，显然能从这些教导中作出各种变化和修改。显然，这些变化和修改都在本发明的精神、范围和预期之中。

Claims

1.一种用于回扫变换器的同步整流电路，包括：

有初级绕组和次级绕组的变压器；

同步整流元件，连接到变压器的次级绕组并通过导通和关断执行同步整流；

辅助电感电路，连接到变压器的次级绕组，并与次级绕组比有短的能量放电时间周期；

当检测到时关断的控制元件，用于当检测到辅助电感电路的能量放电结束时关断同步整流元件。

2.按照权利要求1的同步整流电路，其中：

同步整流元件包括场效应晶体管；和

控制元件，通过将累积在场效应晶体管栅极的电荷放电关断同步整流元件。

3.按照权利要求1的同步整流电路，其中：

变压器有从次级绕组扩展的辅助绕组，还包括：

隔离二极管元件，连接在辅助绕组与辅助电感电路之间。

4.按照权利要求2的同步整流电路，其中：

变压器有从次级绕组扩展的辅助绕组，还包括：

隔离二极管元件，连接在辅助绕组与辅助电感电路之间。

5.按照权利要求3的同步整流电路，还包括：

导通控制元件，连接到辅助绕组并导通同步整流元件。

6.按照权利要求4的同步整流电路，还包括：

导通控制元件，连接到辅助绕组并导通同步整流元件。

7.按照权利要求1的同步整流电路，还包括：

导通控制元件，连接到次级绕组并导通同步整流元件。

8.按照权利要求2的同步整流电路，还包括：

导通控制元件，连接到次级绕组并导通同步整流元件。