CN1636309A - 用于直流/直流功率变换器的箝位系统和方法 - Google Patents

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Abstract

一种升压功率变换器电路，具有输入电感、主动开关和变压器，其中，变压器具有一次、二次和辅助绕组。在一次绕组两端连接了串联的箝位电容和第一被动开关。串联的辅助绕组和第二被动开关连接到箝位电容和第一被动开关之间的节点。体电容形成了包括主动开关和一次绕组的串联回路。利用在导通状态期间，将功率通过一次绕组传递到负载，通过单独的与变压器感应链接的绕组使箝位电容放电；以及在关断状态期间，用箝位电容固定主动开关的电压，用变压器的漏电感对箝位电容进行充电，并且对体电容进行充电，该方法有效地使变压器复位。

Description

用于直流/直流功率变换器的箝位系统和方法
                         发明领域
本发明涉及开关功率转换设备的领域，更具体来说，涉及用于DC/DC功率变换器的改进的箝位方法。
                         发明背景
本发明涉及引用图1表示的电路结构的直流到直流类变换器。由于功率流受单个开关控制，并且在该开关导通期间，将能量从变压器的一次绕组正向传递到变压器的二次绕组，因此将这类变换器称为“单端正向(single ended forward)”变换器。这类变换器存在一个特殊问题，即这样的转换电路结构本身没有定义在开关关断期间将变压器的铁芯复位的机构。在现有技术中提出了许多解决措施，每个解决措施都在变换器的成本、以及它的效率和功率密度等方面做出不同的牺牲。
图2A示出了现有技术的众所周知的DC/DC正向变换器，其中，Lk、Ds和Cds分别为变压器T的漏电感、开关S的体二极管和内部电容。与绕组N1和N2耦合的绕组N3用于复位变压器T。图2B示出了图2A的典型的开关波形。当在t2将开关S关断时，将存储在漏电感Lk中的能量释放，从而使电容Cds充电，这使得开关S两端出现一个很高的电压尖峰。在将泄漏能量完全释放之后，开关S两端的电压达到稳态值。因此，要求S的额定电压应该很高。
为了避免这个电压尖峰，在文献中已经发表了很多电路结构。在这些电路中，如图3所示，R-C-D缓冲器是最流行的用于将电压尖峰减小到最小的方法之一。这个缓冲器电路由二极管D1、电容Cs和电阻Rs组成。当开关S关断时，漏电流通过二极管D1流过并且对电容Cs充电。如果电容Cs相对足够大，则电容Cs两端的电压基本不变，从而使该电压固定。在这种情况下，变压器的泄漏能量首先对电容Cs充电，然后由电阻Rs消耗。因此，这种变换器的转换效率较低，即，将为尖峰所固有的能量消耗为热。
当功率开关关断时，在常规的DC/DC正向变换器中，变压器的漏电感引起功率开关两端的电压尖峰。通常，用一个电路，如R-C-D(电阻，电容，二极管)缓冲器或主动箝位电路，来吸收这个电压尖峰。变压器的泄漏能量被消耗在R-C-D缓冲器电路中。
许多已知的设计试图回收这部分能量。这些方法一般需要一个附加的主动开关，用来回收变压器的泄漏能量。
参阅由Moshe Domb在IEEE Power Electroncs SpecialistsConference(1982)上发表的“无损耗关断缓冲器减小开关功率损耗的二次击穿压力以及Vce尖峰：分析、设计程序以及试验验证”；美国专利中序列号为4783727的“DC/DC变换器”；序列号为6115271的“具有改进的低损耗网络的开关功率变换器”；序列号为5260607的“用于功率变换器的缓冲器电路”，这里将以上各项特别引用为参考。
以下讨论由Farrington提出的序列号为5883795的美国专利，Farrington提出的序列号为5883793的美国专利；以及由Gautherin等人提出的序列号为4675796的美国专利，这里将以上各项特别引用为参考。
还参阅由R.Watson，F.C.Lee以及G.C.Hua等人在IEEE PowerElectronics Specialists Conference(1994)上发表的“利用主动箝位电路在回扫变换器中实现软开关”。
序列号为6108218的美国专利，“具有功率因数控制的开关电源”，提供了两个实施例。在图1和图2示出的该专利的第一个实施例中，没有示出用于回收变压器的泄漏能量的缓冲器电路。该专利的图3和图4作为缓冲器一部分的附加主动开关。
序列号为6061254的美国专利，“具有主动箝位电路的正向变换器”，提供了具有三个感应链接的变压器绕组以及至少两个主动开关的电路。
序列号为5982638的美国专利，“具有再生缓冲器和功率因数校正的单级功率变换器”，在图1中提供了电容44，该电容不仅用做缓冲器电容，而且用于实现功率因数校正，并且由此处理从输入到输出的主要功率流。因此，通过这个电容44流过的电流很大，所需要大尺寸和容量的电容。在这个电路中，当开关22导通时，出现通过传递到输入电感38来回收来自缓冲器电容44的能量。由于存储在电容44中的能量很大，这会在电路中产生较高的功率损耗。因此，它的功率转换效率较低。电容44的电容量由输入功率决定，并且满足功率因数和输入电流谐波的需要。
序列号为5991172的美国专利，“改善功率因数并且降低开关损耗的AC/DC回扫变换器”，提供了第三变压器绕组，该绕组不是用来回收变压器的泄漏能量，而是用于减小开关损耗和改善功率因数。泄漏能量由该电路消耗。因此在效率方面，该专利没有提供超过耗能的R-C-D缓冲器的实质的改进。
序列号为5999419的美国专利，“具有电流控制的非隔离升压变换器”，涉及具有树形绕组(tree-winding)变压器的补偿(buck)升压变换器。
序列号为5896284的美国专利，“具有向负载提供返回能量的返回电路的开关电源设备”，涉及利用漏电感的能量提高效率的电源电路，例如利用在磁路上隔离的电感。
序列号为5615094的美国专利，“用于开关模式电源的非能耗缓冲器电路”，涉及用于电源的二次侧电路的缓冲器电路。序列号为5694304的美国专利，“高效谐振开关变换器”；以及序列号为5379206的美国专利，“具有主动回收开关的低损耗缓冲器电路”都提供了双重主动开关结构的变换器。
序列号为5055991的美国专利，“无损耗缓冲器”，涉及具有主动开关和包含五个感应耦合绕组的变压器的变换器电路。
序列号为5019957的美国专利，“正向变换器型开关电源”，涉及双重主动开关的正向功率变换器。
序列号为4805079的美国专利，“开关电压变换器”，提供了具有缓冲器电路的变换器。
序列号为4760512的美国专利，“用于减小晶体管压力并且使功率变换器的变压器铁芯复位的电路”，涉及单个主动开关，三个感应耦合变压器绕组的正向变换器。
序列号为4736285的美国专利涉及具有两个主动开关的“用于正向变换器的去磁电路”。
序列号为4688160的美国专利，“具有磁化电流谐振整流的单端正向变换器”，提供了利用谐振电容使变压器铁芯复位的正向变换器。
序列号为4561046的美国专利，“具有无损耗磁芯复位和缓冲器网络的单晶体管正向变换器”，涉及具有单个开关和包含三个感应耦合绕组的变压器的正向变换器。
序列号为4441146的美国专利，“使单端正向变换器中的变压器铁芯最佳复位”，提供了具有三个感应耦合绕组的变压器的正向DC/DC变换器。
序列号为4355352的美国专利，“直流到直流变换器”，涉及具有三个耦合电感绕组，两个电容和两个开关器件(一个主动，一个被动)的变换器，提供了纹波自由输入和输出电流。
                       发明概述和目的
本发明提供了一种正向DC/DC变换器电路，其中，将变压器的泄漏能量有效地回收到输出端，并且通过利用与变压器感应耦合的绕组-电容-二极管缓冲器固定开关两端的电压来减小开关两端的电压尖峰。
因此，将由变压器的漏电感引起的主开关两端的电压固定，实现减小开关两端的峰值电压，并且收复为电压尖峰所固有的能量，从而提高整个电路的效率。此外，可以将该电路构造为使用单个主动开关和单个感应耦合变压器的结构。由此使成本降低，并且使该电路占据很小的附加空间。
缓冲器电容Cs只处理泄漏能量，这只是由该电路处理的总功率中的一小部分。因此允许使用相对小的缓冲器电容。此外，相对来说电容Cs的尺寸与输入功率的电平无关。
泄漏能量是通过变压器的额外绕组回收的，并且当主开关S导通时，泄漏能量成为磁化能量的一部分。
因此，本发明的一个目的是提供一种用于正向DC/DC变换器的缓冲器，该缓冲器提供对主动开关两端的箝位并且回收来自箝位瞬变过程的能量，既不需要单独的主动开关也不需要单独的电感。
本发明的另一个目的是提供一种正向DC/DC变换器电路，该电路具有主动开关、二极管、电容、变压器以及用于减小主动开关两端的电压尖峰瞬变过程的绕组-电容-二极管缓冲器，其中，绕组-电容-二极管缓冲器被设计为将来自电压尖峰瞬变过程的能量通过与变压器耦合的电感传递到输出端。通过二极管，对缓冲能量进行回收的导通和关断是被动的，因此不需要附加主动开关。
本发明的另一个目的是提供一种方法，用于提高正向DC/DC变换器的运行效率，该正向DC/DC变换器的电路具有主动开关、二极管、电容、变压器以及用于减小主动开关两端的电压尖峰瞬变过程的绕组-电容-二极管缓冲器，其中，绕组-电容-二极管缓冲器被动地导通和关断，将来自电压尖峰瞬变过程的能量通过与变压器耦合的电感传递到输出端。
按照本发明的正馈升压变换器(voltage boost feed forwardconverter)电路的实施例的一个目的是提供一种电路，该电路具有主动开关、变压器和输出电路，其中，主动开关用于控制通过输入电感的电流，变压器具有一次绕组，输出电路连接到二次绕组，该电路包括箝位电容、第一被动开关、变压器辅助绕组以及第二被动开关，其中，串联的箝位电容和第一被动开关连接到一次绕组两端，串联的变压器辅助绕组和第二被动开关连接到箝位电容与第一被动开关之间的节点以及接地，主动开关连接在接地和一次绕组的与第一被动开关反相的一侧之间，体电容(bulk capacitor)形成了包括主动开关和一次绕组的串联回路。
在主动开关导电的周期里，有效地将本发明的升压正向DC/DC变换器实施例复位以通过变压器的一次绕组将功率传递给负载，对箝位电容进行充电并且使体电容放电；以及在主动开关不导电的周期里，利用箝位电容将主动开关两端的电压嵌位，通过与变压器感应链接的单独的绕组，使箝位电容被动放电，并且使体电容充电，从而有效地将对应于开关瞬变的能量传递给负载的方法是一个目的。
该变换器可以是按照已知方式的，例如基于连接到二次绕组的输出电路的波形的控制器。该电路可以有多个二次绕组。各个绕组最好是电隔离的。可以按照已知方式对主动开关进行控制。
第一和第二被动开关可以各包含一个半导体二极管，而主动开关最好是金属氧化物硅场效应晶体管(MOSFET)。该电路可以依靠MOSFET本征体二极管(body diode)，或者提供外部的或关联的二极管。体电容的容量最好大于所述箝位电容。
输出电路可以包括位于二次绕组两端的半桥整流器和电容-电感纹波滤波器。
该电路最好设计成这样，即，变压器的辅助绕组、第二被动开关、第一被动开关和体电容形成一个串联回路。辅助绕组最好将来自所述主动开关的开关瞬变过程的能量传递给所述二次绕组。变压器的辅助绕组和第二被动开关最好通过第一被动开关连接到一次绕组和体电容的公共节点，体电容连接参考地。第一和第二被动开关包括，例如，半导体二极管，在稳态运行期间，当主动开关导通时，这些二极管反偏。当主动开关不导通时，来自一次绕组的泄漏能量最好从箝位电容传递到辅助绕组，由此将泄漏能量通过感应耦合到二次绕组。可以对方案进行各种修改，这些修改基本不改变该电路的功能，即限制开关两端的电压并且有效地收复来自关断主动开关的能量。
输入电感最好在磁路上与所述变压器隔离。在功率因数校正实施例中，主动开关与输入电感串联，连接到全波整流器的经过整流的输出。
通过查阅优选实施例的详细说明和附图，这些和其他目的将会变得清楚。
                     附图的简要说明
以下将参照附图描述本发明的优选实施例，其中：
图1定义了现有技术的单端正向变换器的基本类型；
图2A示出了现有技术的包括辅助变压器绕组的复位电路；
图2B举例说明了图2a中的复位机构的运行；
图3示出了现有技术的电容-电阻-二极管缓冲器网络；
图4示出了箝位方式的正向DC/DC变换器；
图5示出了按照图4的电路的开关波形；
图6示出了按照本发明的具有箝位的电流馈送功率变换器；以及
图7示出了按照本发明的具有箝位的功率因数校正电路。
                     优选实施例的描述
比较例1
图5示出了根据这里特别引用为参考的，由Farrington提出的序列号为5883795的美国专利的，具体为图1的电路。还参见这里特别引用为参考的，由Farrington提出的序列号为5883793的美国专利，以及由Gautherin等人提出的序列号为4675796的美国专利。
Ds和Cds分别为开关S的体二极管和内部结电容。Lk为变压器T的漏电感。电容Cs为箝位电容，用于在开关关断期间固定开关S两端的电压。绕组N3与变压器T感应耦合。二极管D3与绕组N3串联，用于阻止漏电感Lk与箝位电容Cs之间通过回路Vin-N1-Lk-Cs-D3-N3的谐振。
图5示出了图4所示电路的典型开关波形。在t1之前，开关S关断，泄漏能量被传递到电容Cs。当在t1开关S导通时，电压Vc加到绕组N3上。由于绕组N3与绕组N2耦合，因此电容Cs的放电电流和输入电源Vin提供负载电流。根据电容Cs的放电特性，放电电流随时间变小，来自输入电源Vin的电流变大，直到t2，此时负载电流完全由输入电源提供，而电容Cs停止放电。在t2之后，该变换器按照常规的正向变换器运行，将来自电源的功率传递给负载直到t3，此时，开关S关断。
在t3，开关S关断，漏电流首先给输出电容Cds充电，然后通过二极管D1给箝位电容Cs充电。电容电压Vc作用在绕组N1上，并且在绕组N3两端感应出电压。当N3中的感应出的绕组电压超过输入电压Vin时，二极管D3开始导通，然后将磁化能量返回到输入电源。箝位电压Vc由下式确定
V c = N 1 N 3 V in
因此，在开关S关断期间，其两端的电压由下式给出
V ds , max = ( 1 + N 1 N 3 ) V in
当在t4，变压器完全复位时，二极管D1和D3自然关断。
根据以上说明，很清楚，存储在漏电感和磁化电感中的能量被回收，并且被馈送到输入电源。开关两端的电压被箝位电容固定。因此，该电路与图3所示的电路相比具有较高的功率转换效率。与图2A表示的正向DC/DC变换器相比，只使用了一个附加电容。
例2
按照本发明的实施例，按照例1的电路提供了用于改进的基础，如图6和图7所示，其运行原理与图4相似。
当开关S导通时，输入电源电压Vin给电感Lin充电，并且输入电流iin线性增加。电容Cs通过开关S、二极管D3和绕组N3放电。这个放电电流耦合到绕组N2，并且给负载供电。同时，电压Vd加到一次绕组N1上，并且也给负载供电。当开关S关断时，电感电流iin通过回路Lin-N1-Lk-Cd-Vin对电容Cd充电。泄漏能量通过二极管D1传递给电容Cs，并且将电容电压Vs加到一次绕组N1上。当绕组N3两端的感应电压高于电压Vd时，二极管D3导通，并且将磁化能量传递给电容Cd。注意，Cd是相对的体电容。因此，可以回收泄漏能量和磁化能量，并且将开关S两端的电压固定。
由于按照第二实施例的电路是一个电流馈送功率变换器，因此它适用于功率因数校正的场合。图7示出了功率因数校正电路，与图6相比，给出了用交流电路输入和全波二极管桥式整流器DB取代Vin。
根据这里所披露的本发明的说明和实践，本领域技术人员应该清楚其它实施例。意图在于仅将本说明和例子当作具有由所附权利要求说明的本发明的真正范围的示范。

Claims (17)

1.一种正馈升压变换器电路，具有主动开关(S)、变压器(T)和输出电路，其中，主动开关(S)控制通过输入电感(Lin)的电流，变压器(T)具有一次绕组(N1)，输出电路连接到二次绕组(N2)，该正馈升压变换器电路包括：
串联的箝位电容(Cs)和第一被动开关(D1)，连接到一次绕组(N1)两端；
串联的变压器(T)辅助绕组(N3)和第二被动开关(D3)，连接到箝位电容(Cs)与第一被动开关之间的节点和地；
所述主动开关(S)被连接在接地和一次绕组(N1)的与所述第一被动开关(D1)相对的一侧之间；以及
体电容(Cd)，形成包括主动开关(S)和一次绕组(N1)的串联回路。
2.如权利要求1所述的变换器电路，其中，所述第一和第二被动开关(D1，D3)每一个都包括半导体二极管。
3.如权利要求1所述的变换器电路，其中，所述一次绕组(N1)、二次绕组(N2)和辅助绕组(N3)在相互电隔离。
4.如权利要求1所述的变换器电路，其中，所述主动开关(S)包括金属氧化物硅场效应晶体管(MOSFET)。
5.如权利要求1所述的变换器电路，还包括根据控制信号驱动所述主动开关(S)的控制。
6.如权利要求1所述的变换器电路，其中，所述输出电路包括连接在所述二次绕组(N2)两端的半桥整流器(D2)和电容(Co)-电感(Lf)纹波滤波器。
7.如权利要求1所述的变换器电路，其中，所述体电容(Cd)具有比所述箝位电容(Cs)更大的电容量。
8.如权利要求1所述的正馈变换器电路，其中，所述变压器(T)辅助绕组(N3)、所述第二被动开关(D3)、所述第一被动开关(D1)和所述体电容(Cd)形成一个串联回路。
9.如权利要求1所述的正馈变换器电路，其中，所述变压器(T)辅助绕组(N3)将来自所述主动开关(S)的开关瞬变的能量传递给所述二次绕组(N2)。
10.如权利要求1所述的正馈变换器电路，其中，输入电感(Lin)与所述变压器(T)磁隔离。
11.如权利要求1所述的正馈变换器电路，其中，所述变压器(T)辅助绕组(N3)和所述第二被动开关(D3)通过所述第一被动开关(D1)连接到所述一次绕组(N1)与所述体电容(Cd)的公共节点，所述体电容(Cd)接参考地。
12.如权利要求1所述的正馈变换器电路，其中，所述主动开关(S)与所述输入电感(Lin)串联，连接到全波整流器(DB)的经过整流的输出。
13.如权利要求1所述的正馈变换器电路，其中，所述电路是这样配置的，即当所述主动开关(S)闭合时，主要将功率从所述一次绕组(N1)传递到所述二次绕组(N2)。
14.如权利要求1所述的正馈变换器电路，其中，所述主动开关(S)包括具有本征体二极管(Ds)的金属氧化物硅场效应晶体管(MOSFET)。
15.如权利要求1所述的正馈变换器电路，其中，所述主动开关(S)包括与二极管(Ds)并联的金属氧化物硅场效应晶体管(MOSFET)。
16.如权利要求1所述的正馈变换器电路，其中，提供了多个二次绕组(N2)。
17.如权利要求1所述的正馈变换器，其中，当主动开关(S)不导通时，将来自一次绕组(N1)的泄漏能量从所述箝位电容(Cs)传递给所述辅助绕组(N3)，由此将所述泄漏能量通过感应耦合到二次绕组(N2)。
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