JPH0956150A - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置Info
- Publication number
- JPH0956150A JPH0956150A JP7227347A JP22734795A JPH0956150A JP H0956150 A JPH0956150 A JP H0956150A JP 7227347 A JP7227347 A JP 7227347A JP 22734795 A JP22734795 A JP 22734795A JP H0956150 A JPH0956150 A JP H0956150A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- diode
- capacitor
- power supply
- voltage
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
- H02M1/34—Snubber circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
- H03K17/081—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit
- H03K17/0814—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the output circuit
- H03K17/08142—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the output circuit in field-effect transistor switches
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0083—Converters characterised by their input or output configuration
- H02M1/009—Converters characterised by their input or output configuration having two or more independently controlled outputs
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
- H02M1/34—Snubber circuits
- H02M1/346—Passive non-dissipative snubbers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
- H03K2217/0036—Means reducing energy consumption
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
- H03K2217/0081—Power supply means, e.g. to the switch driver
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Abstract
(57)【要約】
【課題】 回路構成の簡単なスイッチング電源装置を得
る。 【解決手段】 降圧型チョッパスイッチング電源回路の
フライホイール・ダイオード１５のアノード端子Ａ点と
カソード端子Ｂ点との両端子間に第１のダイオード２３
と抵抗２２と第１のコンデンサ２１とを直列に接続し、
これらの接続点Ｃ点と上記フライホイール・ダイオード
１５の基準電位Ａ点との間に第２のダイオード２４と第
２のコンデンサ２５とを直列に設け、第２のコンデンサ
２５に蓄積された電荷を電圧源として使用する。 【効果】 負電圧出力回路に、極性反転型チョッパスイ
ッチング電源回路を構成することなく、複雑な制御回路
を必要としない、部分点数の少い簡単で安価な回路構成
とすることができる。
る。 【解決手段】 降圧型チョッパスイッチング電源回路の
フライホイール・ダイオード１５のアノード端子Ａ点と
カソード端子Ｂ点との両端子間に第１のダイオード２３
と抵抗２２と第１のコンデンサ２１とを直列に接続し、
これらの接続点Ｃ点と上記フライホイール・ダイオード
１５の基準電位Ａ点との間に第２のダイオード２４と第
２のコンデンサ２５とを直列に設け、第２のコンデンサ
２５に蓄積された電荷を電圧源として使用する。 【効果】 負電圧出力回路に、極性反転型チョッパスイ
ッチング電源回路を構成することなく、複雑な制御回路
を必要としない、部分点数の少い簡単で安価な回路構成
とすることができる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は直流入力電力をスイ
ッチ素子によりスイッチングして出力側に電力変換し、
入力とは異なる形態の出力電力を得るようにしたスイッ
チング電源装置に関するものである。
ッチ素子によりスイッチングして出力側に電力変換し、
入力とは異なる形態の出力電力を得るようにしたスイッ
チング電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】一般的なスイッチング電源装置は直流−
直流電力変換装置であり、これは直流入力電圧を所望の
値をもつ直流出力電圧に変換するものである。図８は従
来の直流−直流電力変換装置としてのバイポーラスイッ
チング電源装置の一例を概念的に示すブロック図であ
る。バイポーラスイッチング電源装置は、正電圧出力と
負電圧出力とを別々に得るようにしたものである。
直流電力変換装置であり、これは直流入力電圧を所望の
値をもつ直流出力電圧に変換するものである。図８は従
来の直流−直流電力変換装置としてのバイポーラスイッ
チング電源装置の一例を概念的に示すブロック図であ
る。バイポーラスイッチング電源装置は、正電圧出力と
負電圧出力とを別々に得るようにしたものである。
【０００３】図８の正電圧出力側において、スイッチ素
子１はスイッチ素子制御回路２から得られる駆動信号３
によりオンオフ制御されることによって、直流電力源４
の直流電圧をスイッチングする。スイッチングにより得
られた矩形波電圧５は整流平滑回路６で直流正電圧に変
換されて出力端子７、８から出力される。この出力電圧
の一部はスイッチ素子制御回路２にフィードバックさ
れ、スイッチ素子制御回路２は出力電圧に応じた駆動信
号３を出力する。
子１はスイッチ素子制御回路２から得られる駆動信号３
によりオンオフ制御されることによって、直流電力源４
の直流電圧をスイッチングする。スイッチングにより得
られた矩形波電圧５は整流平滑回路６で直流正電圧に変
換されて出力端子７、８から出力される。この出力電圧
の一部はスイッチ素子制御回路２にフィードバックさ
れ、スイッチ素子制御回路２は出力電圧に応じた駆動信
号３を出力する。
【０００４】図８の負電圧出力側において、スイッチ素
子９はスイッチ素子制御回路１０から得られる駆動信号
１１によりオンオフ制御されることによって、直流電力
源４の直流電圧をスイッチングする。スイッチングによ
り得られた矩形波電圧１２は整流平滑回路１３で直流負
電圧に変換されて出力端子１４、８から出力される。こ
の出力電圧の一部はスイッチ素子制御回路１０にフィー
ドバックされ、スイッチ素子制御回路１０は出力電圧に
応じた駆動信号１１を出力する。
子９はスイッチ素子制御回路１０から得られる駆動信号
１１によりオンオフ制御されることによって、直流電力
源４の直流電圧をスイッチングする。スイッチングによ
り得られた矩形波電圧１２は整流平滑回路１３で直流負
電圧に変換されて出力端子１４、８から出力される。こ
の出力電圧の一部はスイッチ素子制御回路１０にフィー
ドバックされ、スイッチ素子制御回路１０は出力電圧に
応じた駆動信号１１を出力する。
【０００５】このようなバイポーラスイッチング電源装
置は小型、高効率の特徴を持つことから近年において情
報処理装置等の各種電子機器の電源回路として広く用い
られている。スイッチ素子１、スイッチ素子９としては
ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）、バイポーラトランジ
スタ、その他の半導体スイッチ素子等が用いられてい
る。
置は小型、高効率の特徴を持つことから近年において情
報処理装置等の各種電子機器の電源回路として広く用い
られている。スイッチ素子１、スイッチ素子９としては
ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）、バイポーラトランジ
スタ、その他の半導体スイッチ素子等が用いられてい
る。
【０００６】図９は図８の回路の具体的な構成例を示す
もので、図８と同一機能を有する部分には同一符号を付
してある。またスイッチ素子１、スイッチ素子９として
バイポーラトランジスタ（以下、単にトランジスタと言
う）１、９を用いた場合を示している。この回路では１
つの直流電力源４を共通に用いると共に、正電圧出力用
として降圧型チョッパスイッチング電源回路を、負電圧
出力用として極性反転型チョッパスイッチング電源回路
を各々用いた構成になっている。また、整流平滑回路６
は、フライホイール・ダイオード１５、チョークコイル
１６、コンデンサ１７により構成され、整流平滑回路１
３は、フライホイール・ダイオード１９、チョークコイ
ル１８コンデンサ２０により構成されている。
もので、図８と同一機能を有する部分には同一符号を付
してある。またスイッチ素子１、スイッチ素子９として
バイポーラトランジスタ（以下、単にトランジスタと言
う）１、９を用いた場合を示している。この回路では１
つの直流電力源４を共通に用いると共に、正電圧出力用
として降圧型チョッパスイッチング電源回路を、負電圧
出力用として極性反転型チョッパスイッチング電源回路
を各々用いた構成になっている。また、整流平滑回路６
は、フライホイール・ダイオード１５、チョークコイル
１６、コンデンサ１７により構成され、整流平滑回路１
３は、フライホイール・ダイオード１９、チョークコイ
ル１８コンデンサ２０により構成されている。
【０００７】図９において、制御回路２（図８のスイッ
チ素子制御回路２）から出力される駆動信号３はスイッ
チ素子の制御端子すなわち、トランジスタ１のベース端
子に加えられる。トランジスタ１は駆動信号３によりベ
ース端子に順方向のバイアスが加わったときにオンとな
り、駆動信号３によりバイアスがなければオフとなる。
チ素子制御回路２）から出力される駆動信号３はスイッ
チ素子の制御端子すなわち、トランジスタ１のベース端
子に加えられる。トランジスタ１は駆動信号３によりベ
ース端子に順方向のバイアスが加わったときにオンとな
り、駆動信号３によりバイアスがなければオフとなる。
【０００８】正電圧出力側においては、直流電力源４か
らの入力電圧をスイッチングして出力電圧を安定化すべ
く、制御回路２で調整された駆動信号３に従ってトラン
ジスタ１をスイッチングする。トランジスタ１がオン状
態となると、入力電圧はチョークコイル１６とコンデン
サ１７、さらに出力端子７、８に外部で接続される負荷
に対してエネルギを供給する。この時チョークコイル１
６に電流が流れることによって、このチョークコイル１
６にエネルギが蓄えられる。
らの入力電圧をスイッチングして出力電圧を安定化すべ
く、制御回路２で調整された駆動信号３に従ってトラン
ジスタ１をスイッチングする。トランジスタ１がオン状
態となると、入力電圧はチョークコイル１６とコンデン
サ１７、さらに出力端子７、８に外部で接続される負荷
に対してエネルギを供給する。この時チョークコイル１
６に電流が流れることによって、このチョークコイル１
６にエネルギが蓄えられる。
【０００９】次に、トランジスタ１がオフ状態となる
と、チョークコイル１６に蓄えられていたエネルギがフ
ライホイール・ダイオード１５を通してコンデンサ１
７、更に出力端子７、８に外部で接続される負荷に対し
てエネルギを供給する。以上の動作により目的とする正
電圧出力が得られる。
と、チョークコイル１６に蓄えられていたエネルギがフ
ライホイール・ダイオード１５を通してコンデンサ１
７、更に出力端子７、８に外部で接続される負荷に対し
てエネルギを供給する。以上の動作により目的とする正
電圧出力が得られる。
【００１０】負電圧出力側においては、直流電力源４か
らの入力電圧をスイッチングして出力電圧を安定化すべ
く、制御回路１０で調整された駆動信号１１に従ってト
ランジスタ９をスイッチングする。トランジスタ９がオ
ン状態となると、直流電力源４からトランジスタ９、チ
ョークコイル１８を通じて電流が流れることによって、
このチョークコイル１８にエネルギが蓄えられる。
らの入力電圧をスイッチングして出力電圧を安定化すべ
く、制御回路１０で調整された駆動信号１１に従ってト
ランジスタ９をスイッチングする。トランジスタ９がオ
ン状態となると、直流電力源４からトランジスタ９、チ
ョークコイル１８を通じて電流が流れることによって、
このチョークコイル１８にエネルギが蓄えられる。
【００１１】次に、トランジスタ９がオフ状態となる
と、チョークコイル１８に蓄えられていたエネルギがフ
ライホイール・ダイオード１９を通してコンデンサ２
０、さらに出力端子１４、８に外部で接続される負荷に
対してエネルギを供給する。以上の動作により目的とす
る負電圧出力が得られ、正負の復号出力を得るバイポー
ラスイッチング電源装置が構成される。
と、チョークコイル１８に蓄えられていたエネルギがフ
ライホイール・ダイオード１９を通してコンデンサ２
０、さらに出力端子１４、８に外部で接続される負荷に
対してエネルギを供給する。以上の動作により目的とす
る負電圧出力が得られ、正負の復号出力を得るバイポー
ラスイッチング電源装置が構成される。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】前述したように、バイ
ポーラスイッチング電源装置を構成した場合、従来技術
では直流電力４を共通に持つのみであり、正電圧出力側
と負電圧出力側とに各々スイッチング電源回路を構成し
ていた。このため、正負出力電圧ともに比較的高価な制
御回路、スイッチ素子、インダクタ素子等、各々別に構
成しなければならず、回路コストも出力回路数にほぼ比
例して増加していた。また、制御回路も実際には多数の
素子から構成されており、構成する制御回路が複数とな
ると全体として回路構成が複雑になっていた。
ポーラスイッチング電源装置を構成した場合、従来技術
では直流電力４を共通に持つのみであり、正電圧出力側
と負電圧出力側とに各々スイッチング電源回路を構成し
ていた。このため、正負出力電圧ともに比較的高価な制
御回路、スイッチ素子、インダクタ素子等、各々別に構
成しなければならず、回路コストも出力回路数にほぼ比
例して増加していた。また、制御回路も実際には多数の
素子から構成されており、構成する制御回路が複数とな
ると全体として回路構成が複雑になっていた。
【００１３】特に、負電圧出力は一般的にマイコンなど
のドライブ用や、通信用の電源として用いる例が多く、
出力電流は少いものがほとんどであるが、前述した図９
の従来のバイポーラスイッチング電源装置は、正負電圧
出力側共に電流を多く必要とする場合に有効となる技術
である。しかしながら、負電圧出力側の回路に、小容量
の出力を得るのに適切な代替えとなる回路技術がないこ
とにより、上記の従来の技術を使用せざるを得なかった
ものである。
のドライブ用や、通信用の電源として用いる例が多く、
出力電流は少いものがほとんどであるが、前述した図９
の従来のバイポーラスイッチング電源装置は、正負電圧
出力側共に電流を多く必要とする場合に有効となる技術
である。しかしながら、負電圧出力側の回路に、小容量
の出力を得るのに適切な代替えとなる回路技術がないこ
とにより、上記の従来の技術を使用せざるを得なかった
ものである。
【００１４】本発明は、負電圧出力回路、正電圧出力回
路のうちの一方の出力電流が少い場合に適した、複雑な
制御回路を必要としない簡単で且つ安価な回路構成によ
る負又は正の電圧出力回路を得ることを目的とするもの
である。また、本発明の他の目的は、負電圧出力回路
を、スナバ回路として利用し、不慮のサージ電圧からス
イッチ素子が破壊するのを防ぐ機能をも得ることを目的
とするものである。
路のうちの一方の出力電流が少い場合に適した、複雑な
制御回路を必要としない簡単で且つ安価な回路構成によ
る負又は正の電圧出力回路を得ることを目的とするもの
である。また、本発明の他の目的は、負電圧出力回路
を、スナバ回路として利用し、不慮のサージ電圧からス
イッチ素子が破壊するのを防ぐ機能をも得ることを目的
とするものである。
【００１５】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明において
は、入力直流電圧をスイッチングするスイッチ素子と、
アノード端子が基準電位に接続されカソード端子が上記
スイッチ素子の出力端子に接続されたフライホイール・
ダイオードとを有し、降圧型チョッパスイッチング電源
回路に構成されたスイッチング電源装置において、上記
フライホイール・ダイオードのアノード端子とカソード
端子との間に直列に接続された第１とダイオードと抵抗
と第１のコンデンサと、上記第１のダイオードと上記抵
抗との接続点と上記基準電位との間に直列に接続された
第２のダイオードと第２のコンデンサとを設けている。
は、入力直流電圧をスイッチングするスイッチ素子と、
アノード端子が基準電位に接続されカソード端子が上記
スイッチ素子の出力端子に接続されたフライホイール・
ダイオードとを有し、降圧型チョッパスイッチング電源
回路に構成されたスイッチング電源装置において、上記
フライホイール・ダイオードのアノード端子とカソード
端子との間に直列に接続された第１とダイオードと抵抗
と第１のコンデンサと、上記第１のダイオードと上記抵
抗との接続点と上記基準電位との間に直列に接続された
第２のダイオードと第２のコンデンサとを設けている。
【００１６】請求項２の発明においては、アノード端子
から入力される直流電圧をスイッチングし、カソード端
子が基準電位に接続されたスイッチ素子を有し、昇圧型
チョッパスイッチング電源回路に構成されたスイッチン
グ電源装置において、上記スイッチ素子のカソード端子
とアノード端子との間に直列に接続された第１のダイオ
ードと抵抗と第１のコンデンサと、上記第１のダイオー
ドと上記抵抗との接続点と上記基準電位との間に直列に
接続された第２のダイオードと第２のコンデンサとを設
けている。
から入力される直流電圧をスイッチングし、カソード端
子が基準電位に接続されたスイッチ素子を有し、昇圧型
チョッパスイッチング電源回路に構成されたスイッチン
グ電源装置において、上記スイッチ素子のカソード端子
とアノード端子との間に直列に接続された第１のダイオ
ードと抵抗と第１のコンデンサと、上記第１のダイオー
ドと上記抵抗との接続点と上記基準電位との間に直列に
接続された第２のダイオードと第２のコンデンサとを設
けている。
【００１７】請求項３の発明においては、入力直流電圧
をスイッチングするスイッチ素子を有し、極性反転型チ
ョッパスイッチング電源回路に構成されたスイッチング
電源装置において、基準電位と上記スイッチ素子の出力
端子との間に直列に接続された第１のダイオードと抵抗
と第１のコンデンサと、上記第１のダイオードと上記抵
抗との接続点と上記基準電位との間に直列に接続された
第２のダイオードと第２のコンデンサとを備えている。
をスイッチングするスイッチ素子を有し、極性反転型チ
ョッパスイッチング電源回路に構成されたスイッチング
電源装置において、基準電位と上記スイッチ素子の出力
端子との間に直列に接続された第１のダイオードと抵抗
と第１のコンデンサと、上記第１のダイオードと上記抵
抗との接続点と上記基準電位との間に直列に接続された
第２のダイオードと第２のコンデンサとを備えている。
【００１８】
【作用】請求項１の発明による降圧型チョッパスイッチ
ング電源回路においては、スイッチ素子がオフからオン
に遷移すると、第１のダイオードが導通し、直流電力源
からスイッチ素子、第１のコンデンサ、抵抗、第１のダ
イオードのループで電流が流れ、第１のコンデンサに電
荷をためる。次にスイッチ素子がオンからオフに遷移す
ると、第２のダイオードが導通し、第１のコンデンサの
蓄積電荷が、第２のコンデンサに流れその端子電圧が上
昇し、これを補助電源として利用することがてきる。
ング電源回路においては、スイッチ素子がオフからオン
に遷移すると、第１のダイオードが導通し、直流電力源
からスイッチ素子、第１のコンデンサ、抵抗、第１のダ
イオードのループで電流が流れ、第１のコンデンサに電
荷をためる。次にスイッチ素子がオンからオフに遷移す
ると、第２のダイオードが導通し、第１のコンデンサの
蓄積電荷が、第２のコンデンサに流れその端子電圧が上
昇し、これを補助電源として利用することがてきる。
【００１９】請求項２の発明による昇圧型チョッパスイ
ッチング電源回路においては、スイッチ素子がオンから
オフに遷移すると、第１のダイオードが導通し、直流電
力源からチョークコイル、第１のコンデンサ、抵抗、第
１のダイオードのループで電流が流れ、第１のコンデン
サに電荷をためる。次にスイッチ素子がオフからオンに
遷移すると、第２のダイオードが導通し、第１のコンデ
ンサの蓄積電荷が、スイッチ素子を介して第２のコンデ
ンサに流れ、その端子電圧が上昇し、これを補助電源と
して利用することができる。
ッチング電源回路においては、スイッチ素子がオンから
オフに遷移すると、第１のダイオードが導通し、直流電
力源からチョークコイル、第１のコンデンサ、抵抗、第
１のダイオードのループで電流が流れ、第１のコンデン
サに電荷をためる。次にスイッチ素子がオフからオンに
遷移すると、第２のダイオードが導通し、第１のコンデ
ンサの蓄積電荷が、スイッチ素子を介して第２のコンデ
ンサに流れ、その端子電圧が上昇し、これを補助電源と
して利用することができる。
【００２０】請求項３の発明による極性反転型チョッパ
スイッチング電源回路においては、スイッチ素子がオン
からオフに遷移すると、第１のダイオードが導通し、チ
ョークコイルの起動により、このチョークコイルから第
１のダイオード、抵抗のループで電流が流れ第１のコン
デンサに電荷をためる。次にスイッチ素子がオフからオ
ンに遷移すると、第２のダイオードが導通し、第１のコ
ンデンサの蓄積電荷が、上記スイッチ素子を介して第２
のコンデンサに流れ、その端子電圧が上昇し、これを補
助電源として利用することができる。
スイッチング電源回路においては、スイッチ素子がオン
からオフに遷移すると、第１のダイオードが導通し、チ
ョークコイルの起動により、このチョークコイルから第
１のダイオード、抵抗のループで電流が流れ第１のコン
デンサに電荷をためる。次にスイッチ素子がオフからオ
ンに遷移すると、第２のダイオードが導通し、第１のコ
ンデンサの蓄積電荷が、上記スイッチ素子を介して第２
のコンデンサに流れ、その端子電圧が上昇し、これを補
助電源として利用することができる。
【００２１】
【実施例】以下、本発明の第１〜第６の実施例を図１〜
図６について説明する。尚、図１〜図６においては、図
８〜図９及び互いの図における実質的に同一機能を有す
る部分について同一符号を付して重複する説明を省略す
る。
図６について説明する。尚、図１〜図６においては、図
８〜図９及び互いの図における実質的に同一機能を有す
る部分について同一符号を付して重複する説明を省略す
る。
【００２２】図１に第１の実施例として本発明を降圧型
チョッパスイッチング電源回路に適用した場合の回路図
を示す。図１においては、降圧型チョッパスイッチング
電源回路における整流平滑回路６のフライホイール・ダ
イオード１５のアノード端子Ａ点（基準電位）とカソー
ド端子Ｂ点との両端子間に第１のダイオード２３と抵抗
２２と第１のコンデンサ２１と設けると共に、抵抗２２
と第１のダイオード２３との接続点Ｃ点と上記基準電位
Ａ点との間に第２のダイオード２４と第２コンデンサ２
５とを直列に設けている。これらのコンデンサ２１、２
５、ダイオード２３、２４及び抵抗２２により負の出力
電圧を得る補助電源回路３４を構成している。
チョッパスイッチング電源回路に適用した場合の回路図
を示す。図１においては、降圧型チョッパスイッチング
電源回路における整流平滑回路６のフライホイール・ダ
イオード１５のアノード端子Ａ点（基準電位）とカソー
ド端子Ｂ点との両端子間に第１のダイオード２３と抵抗
２２と第１のコンデンサ２１と設けると共に、抵抗２２
と第１のダイオード２３との接続点Ｃ点と上記基準電位
Ａ点との間に第２のダイオード２４と第２コンデンサ２
５とを直列に設けている。これらのコンデンサ２１、２
５、ダイオード２３、２４及び抵抗２２により負の出力
電圧を得る補助電源回路３４を構成している。
【００２３】尚、ダイオード２３の電流方向はフライホ
イール・ダイオード１５の電流方向と逆であり、ダイオ
ード２４の電流方向はフライホイール・ダイオード１５
の電流方向と同方向となっている。本実施例は上記の構
成によりコンデンサ２５の両端に発生する電圧を負の電
圧源として利用するものである。
イール・ダイオード１５の電流方向と逆であり、ダイオ
ード２４の電流方向はフライホイール・ダイオード１５
の電流方向と同方向となっている。本実施例は上記の構
成によりコンデンサ２５の両端に発生する電圧を負の電
圧源として利用するものである。
【００２４】次に上記構成による動作について説明す
る。先ず、トランジスタ１がオン状態の時、正電圧出力
回路は直流電力源４からの入力電圧により、チョークコ
イル１６とコンデンサ１７、さらに負荷に対してエネル
ギを供給する。この時チョークコイル１６に電流が流れ
ることによってエネルギが蓄えられる。
る。先ず、トランジスタ１がオン状態の時、正電圧出力
回路は直流電力源４からの入力電圧により、チョークコ
イル１６とコンデンサ１７、さらに負荷に対してエネル
ギを供給する。この時チョークコイル１６に電流が流れ
ることによってエネルギが蓄えられる。
【００２５】この時、負電圧出力回路としての補助電源
回路３４においては、Ａ−Ｂ間の電圧が上昇してダイオ
ード２３が導通する。これにより直流電力源４からトラ
ンジスタ１、コンデンサ２１、抵抗２２、ダイオード２
３のループで電流が流れ、コンデンサ２１に電荷をため
る。このためコンデンサ２１の端子間電圧が上昇する。
ここで、抵抗２２はコンデンサ２１に急激に電流が流れ
込み、リップル電流成分が大きくなるのを防ぐ電流制限
抵抗である。次にトランジスタ１がオフ状態になると、
正電圧出力回路においては、チョークコイル１６に蓄え
られていたエネルギがフライホイール・ダイオード１５
を通してコンデンサ１７、さらに負荷に対してエネルギ
を供給する。
回路３４においては、Ａ−Ｂ間の電圧が上昇してダイオ
ード２３が導通する。これにより直流電力源４からトラ
ンジスタ１、コンデンサ２１、抵抗２２、ダイオード２
３のループで電流が流れ、コンデンサ２１に電荷をため
る。このためコンデンサ２１の端子間電圧が上昇する。
ここで、抵抗２２はコンデンサ２１に急激に電流が流れ
込み、リップル電流成分が大きくなるのを防ぐ電流制限
抵抗である。次にトランジスタ１がオフ状態になると、
正電圧出力回路においては、チョークコイル１６に蓄え
られていたエネルギがフライホイール・ダイオード１５
を通してコンデンサ１７、さらに負荷に対してエネルギ
を供給する。
【００２６】この時、補助電源回路３４においては、電
荷を蓄積したコンデンサ２１の電位差によってＡ点より
Ｃ点の方が電位が低くなるため、ダイオード２３が非導
通となり、今度はダイオード２４が導通する。すると、
コンデンサ２１の蓄積電荷がチョークコイル１６、コン
デンサ１７、コンデンサ２５、ダイオード２４、抵抗２
２のループで流れ、コンデンサ２５の端子間電圧が上昇
する。ここで、抵抗２２は前述と同様にコンデンサ２５
に急激に電流が流れ込み、リップル電流成分が大きくな
るのを防ぐ電流制限抵抗として機能している。以上の動
作によりコンデンサ２１に蓄えられていたエネルギがコ
ンデンサ２５に移される。これによってコンデンサ２５
には、直流入力源４からの入力電圧にほぼ等しい負の電
圧が発生する。このコンデンサ２５に発生した電圧を負
の電圧として出力端子８、１４より出力する。
荷を蓄積したコンデンサ２１の電位差によってＡ点より
Ｃ点の方が電位が低くなるため、ダイオード２３が非導
通となり、今度はダイオード２４が導通する。すると、
コンデンサ２１の蓄積電荷がチョークコイル１６、コン
デンサ１７、コンデンサ２５、ダイオード２４、抵抗２
２のループで流れ、コンデンサ２５の端子間電圧が上昇
する。ここで、抵抗２２は前述と同様にコンデンサ２５
に急激に電流が流れ込み、リップル電流成分が大きくな
るのを防ぐ電流制限抵抗として機能している。以上の動
作によりコンデンサ２１に蓄えられていたエネルギがコ
ンデンサ２５に移される。これによってコンデンサ２５
には、直流入力源４からの入力電圧にほぼ等しい負の電
圧が発生する。このコンデンサ２５に発生した電圧を負
の電圧として出力端子８、１４より出力する。
【００２７】上述した補助電源回路３４の一連の動作が
スイッチング動作と共に繰り返されることにより、常に
コンデンサ２１に蓄えた電荷をコンデンサ２５の蓄積電
荷に変換することになる。このコンデンサ２５の蓄積電
荷としてのエネルギの形態は直流電圧であり、補助電源
として有効に利用することができる。また、上記補助電
源を利用することは、主動作としてのスイッチング動作
には何らの影響も及ぼさない。
スイッチング動作と共に繰り返されることにより、常に
コンデンサ２１に蓄えた電荷をコンデンサ２５の蓄積電
荷に変換することになる。このコンデンサ２５の蓄積電
荷としてのエネルギの形態は直流電圧であり、補助電源
として有効に利用することができる。また、上記補助電
源を利用することは、主動作としてのスイッチング動作
には何らの影響も及ぼさない。
【００２８】また、本実施例は、負電圧出力回路に比較
的コストのかかる制御回路、スイッチ素子、インダクタ
素子を含まないので、従来の回路構成と比較して約５〜
６割のコストで構成することができる。
的コストのかかる制御回路、スイッチ素子、インダクタ
素子を含まないので、従来の回路構成と比較して約５〜
６割のコストで構成することができる。
【００２９】次に第２の実施例について図２と共に説明
する。図２は本発明を昇圧型チョッパスイッチング電源
回路に適用した回路図である。図２においては、昇圧型
チョッパスイッチング電源回路のスイッチ素子としてト
ランジスタ３０を用いている。このスイッチ素子のカソ
ード端子すなわち、トランジスタ３０のエミッタ端子Ａ
点（基準電位）とアノード端子であるコレクタ端子Ｂ点
との両端子間に第１のダイオード２３と抵抗２２と第１
のコンデンサ２１とを直列に設けると共に、抵抗２２と
第１のダイオード２３との接点Ｃ点と上記基準電位Ａ点
との間に第２のダイオード２４と第２のコンデンサ２５
とを直列に設けている。これらのコンデンサ２１、２
５、ダイオード２３、２４及び抵抗２２により負の電圧
を得る補助電源回路３４を構成している。また、トラン
ジスタ３０は制御回路３３によりスイッチングが制御さ
れ、そのスイッチング出力はフライホイール・ダイオー
ド３２、コンデンサ１７で整流平滑される。さらに直流
電力源４からの入力電圧はチョークコイル３１を介して
トランジスタ３０に加えられる。
する。図２は本発明を昇圧型チョッパスイッチング電源
回路に適用した回路図である。図２においては、昇圧型
チョッパスイッチング電源回路のスイッチ素子としてト
ランジスタ３０を用いている。このスイッチ素子のカソ
ード端子すなわち、トランジスタ３０のエミッタ端子Ａ
点（基準電位）とアノード端子であるコレクタ端子Ｂ点
との両端子間に第１のダイオード２３と抵抗２２と第１
のコンデンサ２１とを直列に設けると共に、抵抗２２と
第１のダイオード２３との接点Ｃ点と上記基準電位Ａ点
との間に第２のダイオード２４と第２のコンデンサ２５
とを直列に設けている。これらのコンデンサ２１、２
５、ダイオード２３、２４及び抵抗２２により負の電圧
を得る補助電源回路３４を構成している。また、トラン
ジスタ３０は制御回路３３によりスイッチングが制御さ
れ、そのスイッチング出力はフライホイール・ダイオー
ド３２、コンデンサ１７で整流平滑される。さらに直流
電力源４からの入力電圧はチョークコイル３１を介して
トランジスタ３０に加えられる。
【００３０】尚、ダイオード２３の電流方向はスイッチ
素子３０の電流方向と同方向であり、ダイオード２４の
電流方向はトランジスタ３０の電流方向と逆方向になっ
ている。本実施例は、上記の構成によりコンデンサ２５
の両端に発生する電圧を負の電圧源として利用するもの
である。
素子３０の電流方向と同方向であり、ダイオード２４の
電流方向はトランジスタ３０の電流方向と逆方向になっ
ている。本実施例は、上記の構成によりコンデンサ２５
の両端に発生する電圧を負の電圧源として利用するもの
である。
【００３１】次に上記構成よる動作について説明する。
トランジスタ３０がオフ状態の時、正電圧出力回路にお
いては、直流電力源４の入力電圧とチョークコイル３１
の起電力とにより、ダイオード３２が導通し、コンデン
サ１７、さらに負荷に対してエネルギを供給する。この
時チョークコイル３１からも電流が流れエネルギが放出
される。
トランジスタ３０がオフ状態の時、正電圧出力回路にお
いては、直流電力源４の入力電圧とチョークコイル３１
の起電力とにより、ダイオード３２が導通し、コンデン
サ１７、さらに負荷に対してエネルギを供給する。この
時チョークコイル３１からも電流が流れエネルギが放出
される。
【００３２】この時、負電圧出力回路としての補助電源
回路３４においては、Ａ−Ｂ間の電圧が上昇してダイオ
ード２３が導通する。これにより、直流電力源４からチ
ョークコイル３１、コンデンサ２１、抵抗２２、ダイオ
ード２３のループで電流が流れ、コンデンサ２１に電荷
をためる。このためコンデンサ２１の端子間電圧が上昇
する。ここで、抵抗２２はコンデンサ２１に急激に電流
が流れ込み、リップル電流成分が大きくなるのを防ぐ電
流制限抵抗である。
回路３４においては、Ａ−Ｂ間の電圧が上昇してダイオ
ード２３が導通する。これにより、直流電力源４からチ
ョークコイル３１、コンデンサ２１、抵抗２２、ダイオ
ード２３のループで電流が流れ、コンデンサ２１に電荷
をためる。このためコンデンサ２１の端子間電圧が上昇
する。ここで、抵抗２２はコンデンサ２１に急激に電流
が流れ込み、リップル電流成分が大きくなるのを防ぐ電
流制限抵抗である。
【００３３】次にトランジスタ３０がオン状態となる
と、正電圧出力回路において、チョークコイル３１に電
流が流れることにより、このチョークコイル３１にエネ
ルギが蓄えられる。この時、補助電源回路３４において
は、電荷を蓄積したコンデンサ２１の電位差によりＡ点
よりＣ点の方が電位が低くなり、今度はダイオード２４
が導通する。すると、コンデンサ２１の蓄積電荷がトラ
ンジスタ３０、コンデンサ２５、ダイオード２４、抵抗
２２のループで流れ、コンデンサ２５の端子間電圧が上
昇する。ここで、抵抗２２は前述と同様に、コンデンサ
２５に急激に電流が流れ込み、リップル電流成分が大き
くなるのを防ぐ電流制限抵抗として機能している。以上
の動作によりコンデンサ２１に蓄えられていたエネルギ
がコンデンサ２５に移される。これによって、コンデン
サ２５には正電圧出力回路の出力電圧にほぼ等しい負の
電圧が蓄えられる。このコンデンサ２５に発生した電圧
を負電圧出力として出力端子８、１４から出力する。
と、正電圧出力回路において、チョークコイル３１に電
流が流れることにより、このチョークコイル３１にエネ
ルギが蓄えられる。この時、補助電源回路３４において
は、電荷を蓄積したコンデンサ２１の電位差によりＡ点
よりＣ点の方が電位が低くなり、今度はダイオード２４
が導通する。すると、コンデンサ２１の蓄積電荷がトラ
ンジスタ３０、コンデンサ２５、ダイオード２４、抵抗
２２のループで流れ、コンデンサ２５の端子間電圧が上
昇する。ここで、抵抗２２は前述と同様に、コンデンサ
２５に急激に電流が流れ込み、リップル電流成分が大き
くなるのを防ぐ電流制限抵抗として機能している。以上
の動作によりコンデンサ２１に蓄えられていたエネルギ
がコンデンサ２５に移される。これによって、コンデン
サ２５には正電圧出力回路の出力電圧にほぼ等しい負の
電圧が蓄えられる。このコンデンサ２５に発生した電圧
を負電圧出力として出力端子８、１４から出力する。
【００３４】上述した一連の動作がスイッチング動作と
共に繰り返されることにより、常にコンデンサ２１に蓄
えた電荷をコンデンサ２５の蓄積電荷に変換することに
なる。このコンデンサ２５の蓄積電荷としてのエネルギ
の形態は直流電圧であり、これを補助電源として有効に
利用することができる。また、上記補助電源を利用する
ことは、主動作としてのスイッチング動作には何らの影
響も及ぼさない。
共に繰り返されることにより、常にコンデンサ２１に蓄
えた電荷をコンデンサ２５の蓄積電荷に変換することに
なる。このコンデンサ２５の蓄積電荷としてのエネルギ
の形態は直流電圧であり、これを補助電源として有効に
利用することができる。また、上記補助電源を利用する
ことは、主動作としてのスイッチング動作には何らの影
響も及ぼさない。
【００３５】また、本実施例は、負電圧出力回路に、比
較的コストのかかる制御回路、スイッチ素子、インダク
タ素子を含まないことにより、従来技術による回路構成
と比較して約５〜６割のコストで構成することができ
る。加えて、本実施例によれば、トランジスタ３０の両
端子間に補助電源回路３４の第１のコンデンサ２１と抵
抗２２と第１のダイオード２３とを直列に設けたことに
より、図７の波形図に示すように、トランジスタ３０が
オフしたときのノイズのエネルギを吸収する効果を合わ
せ持つことができる。これによりこの補助電源回路３４
をスナバ回路として利用し、不慮のサージ電圧によるス
イッチ素子の破壊を防止することができる。
較的コストのかかる制御回路、スイッチ素子、インダク
タ素子を含まないことにより、従来技術による回路構成
と比較して約５〜６割のコストで構成することができ
る。加えて、本実施例によれば、トランジスタ３０の両
端子間に補助電源回路３４の第１のコンデンサ２１と抵
抗２２と第１のダイオード２３とを直列に設けたことに
より、図７の波形図に示すように、トランジスタ３０が
オフしたときのノイズのエネルギを吸収する効果を合わ
せ持つことができる。これによりこの補助電源回路３４
をスナバ回路として利用し、不慮のサージ電圧によるス
イッチ素子の破壊を防止することができる。
【００３６】次に第３の実施例について図３と共に説明
する。図３は第１の実施例による図１の補助電源回路３
４で発生した負電圧をさらにドロッパ・レギュレータ３
６で安定化するようにした回路図を示す。図３において
は図１で示した回路構成に加えて、コンデンサ２５とコ
ンデンサ２０との間に、ツェナーダイオード２６、抵抗
２７、トランジスタ２８で構成されるドロッパ・レギュ
レータ３６を電圧安定化手段として付加している。この
ドロッパ・レギュレータ３６により、補助電源回路３４
からの出力電圧を目的とする必要な電圧に再調整しコン
デンサ２０で平滑して、安定した電圧を出力するもので
ある。
する。図３は第１の実施例による図１の補助電源回路３
４で発生した負電圧をさらにドロッパ・レギュレータ３
６で安定化するようにした回路図を示す。図３において
は図１で示した回路構成に加えて、コンデンサ２５とコ
ンデンサ２０との間に、ツェナーダイオード２６、抵抗
２７、トランジスタ２８で構成されるドロッパ・レギュ
レータ３６を電圧安定化手段として付加している。この
ドロッパ・レギュレータ３６により、補助電源回路３４
からの出力電圧を目的とする必要な電圧に再調整しコン
デンサ２０で平滑して、安定した電圧を出力するもので
ある。
【００３７】本実施例は、補助電源回路３４の出力範囲
が入力電源の電圧にほぼ等しい大きさの負電圧のみしか
出せない特性を補完するものであり、これにより目的と
する必要な電圧をさらに安定した形で出力することが可
能となる。また、上記補助電源を利用することは、主動
作としてのスイッチング動作には何らの影響も及ぼさな
い。また、本実施例は負電圧出力回路に、比較的コスト
のかかる制御回路、スイッチ素子、インダクタ素子を含
まないことより、従来技術による回路構成と比較して約
６〜７割のコストで構成することができる。
が入力電源の電圧にほぼ等しい大きさの負電圧のみしか
出せない特性を補完するものであり、これにより目的と
する必要な電圧をさらに安定した形で出力することが可
能となる。また、上記補助電源を利用することは、主動
作としてのスイッチング動作には何らの影響も及ぼさな
い。また、本実施例は負電圧出力回路に、比較的コスト
のかかる制御回路、スイッチ素子、インダクタ素子を含
まないことより、従来技術による回路構成と比較して約
６〜７割のコストで構成することができる。
【００３８】次に第４の実施例について図４と共に説明
する。図４は第２の実施例による図２の補助電源回路３
４で発生した負電圧をさらに、ドロッパ、レギュレータ
３６で安定化するようにした回路図を示す。図４におい
ては、図２で示した回路構成に加えて、コンデンサ２５
とコンデンサ２０との間にツェナーダイオード２６、抵
抗２７、バイポーラトランジスタ２８で構成されるドロ
ッパ・レギュレータ３６を付加することにより、補助電
源回路３４からの出力電圧を目的とする必要な電圧に再
調整しコンデンサ２０で平滑し、安定した電圧を出力す
るものである。
する。図４は第２の実施例による図２の補助電源回路３
４で発生した負電圧をさらに、ドロッパ、レギュレータ
３６で安定化するようにした回路図を示す。図４におい
ては、図２で示した回路構成に加えて、コンデンサ２５
とコンデンサ２０との間にツェナーダイオード２６、抵
抗２７、バイポーラトランジスタ２８で構成されるドロ
ッパ・レギュレータ３６を付加することにより、補助電
源回路３４からの出力電圧を目的とする必要な電圧に再
調整しコンデンサ２０で平滑し、安定した電圧を出力す
るものである。
【００３９】本実施例は、補助電源回路３４の出力範囲
が正電圧出力回路の出力電圧にほぼ等しい大きさの負電
圧のみしか出せない特性を補完するものであり、これに
より目的とする必要な電圧を安定した形で出力すること
が可能となる。また、上記補助電源を利用することは、
主動作としてのスイッチング動作には何らの影響も及ぼ
さない。また、本実施例は、負電圧出力回路に、比較的
コストのかかる制御回路、スイッチ素子、インダクタ素
子を含まないことより、従来技術による回路構成と比較
して約６〜７割のコストで構成することができる。
が正電圧出力回路の出力電圧にほぼ等しい大きさの負電
圧のみしか出せない特性を補完するものであり、これに
より目的とする必要な電圧を安定した形で出力すること
が可能となる。また、上記補助電源を利用することは、
主動作としてのスイッチング動作には何らの影響も及ぼ
さない。また、本実施例は、負電圧出力回路に、比較的
コストのかかる制御回路、スイッチ素子、インダクタ素
子を含まないことより、従来技術による回路構成と比較
して約６〜７割のコストで構成することができる。
【００４０】次に第５の実施例について図５と共に説明
する。図５は本発明を前述した図９における負電圧出力
を得るための極性反転型チョッパスイッチング電源回路
に補助電源回路３５を設けた場合を示す。この補助電源
回路３５のダイオード２３、２４は、図１〜図４におけ
る補助電源回路３４のダイオード２３、２４とは逆向き
に接続されている。本実施例は上記の構成によりコンデ
ンサ２５の両端に発生する電圧を正の電圧源として利用
するものである。
する。図５は本発明を前述した図９における負電圧出力
を得るための極性反転型チョッパスイッチング電源回路
に補助電源回路３５を設けた場合を示す。この補助電源
回路３５のダイオード２３、２４は、図１〜図４におけ
る補助電源回路３４のダイオード２３、２４とは逆向き
に接続されている。本実施例は上記の構成によりコンデ
ンサ２５の両端に発生する電圧を正の電圧源として利用
するものである。
【００４１】次に上記構成による動作について説明す
る。先ず、トランジスタ９がオフ状態となると、負電圧
出力回路においては、チョークコイル１８に蓄えられて
いたエネルギがフライホイール・ダイオード１９を通し
てコンデンサ２０、さらに負荷に対してエネルギを供給
する。この時、正電圧出力回路としての補助電源回路３
５においては、エネルギを蓄積したチョークコイル１８
の電位差によってＡ点よりＢ点の方が電位が低くなるた
め、ダイオード２３が導通し、チョークコイル１８、抵
抗２２、コンデンサ２１のループで電流が流れ、コンデ
ンサ２１に電荷をためる。ここで、抵抗２２はコンデン
サ２１に急激に電流が流れ込み、リップル電流成分が大
きくなるのを防ぐ電流制限抵抗である。
る。先ず、トランジスタ９がオフ状態となると、負電圧
出力回路においては、チョークコイル１８に蓄えられて
いたエネルギがフライホイール・ダイオード１９を通し
てコンデンサ２０、さらに負荷に対してエネルギを供給
する。この時、正電圧出力回路としての補助電源回路３
５においては、エネルギを蓄積したチョークコイル１８
の電位差によってＡ点よりＢ点の方が電位が低くなるた
め、ダイオード２３が導通し、チョークコイル１８、抵
抗２２、コンデンサ２１のループで電流が流れ、コンデ
ンサ２１に電荷をためる。ここで、抵抗２２はコンデン
サ２１に急激に電流が流れ込み、リップル電流成分が大
きくなるのを防ぐ電流制限抵抗である。
【００４２】次にトランジスタ９がオン状態の時、負電
圧出力回路において、チョークコイル１８に電流が流れ
ることにより、このチョークコイル１８にエネルギが蓄
えられる。この時、補助電源回路３５においては、Ａ−
Ｂ間の電圧が上昇してダイオード２３が非導通となり、
ダイオード２４が導通する。これによりトランジスタ９
がオフの期間にためていたコンデンサ２１の電荷にプラ
スして、直流電力源４からトランジスタ９、コンデンサ
２１、抵抗２２、ダイオード２４、コンデンサ２５のル
ープで電流が流れ、コンデンサ２５、さらに負荷に対し
てエネルギを供給する。ここで、抵抗２２は前述と同様
にコンデンサ２１、コンデンサ２５に急激に電流が流れ
込み、リップル電流成分が大きくなるのを防ぐ電流制限
抵抗として機能している。以上の動作により、コンデン
サ２１に蓄えられていたエネルギと直流電力源４からの
エネルギがコンデンサ２５に移される。これによってコ
ンデンサ２５には、直流入力源４からの入力電圧よりも
大きい正の電圧が発生する。このコンデンサ２５に発生
した電圧を正の電圧として出力端子７、８より出力す
る。
圧出力回路において、チョークコイル１８に電流が流れ
ることにより、このチョークコイル１８にエネルギが蓄
えられる。この時、補助電源回路３５においては、Ａ−
Ｂ間の電圧が上昇してダイオード２３が非導通となり、
ダイオード２４が導通する。これによりトランジスタ９
がオフの期間にためていたコンデンサ２１の電荷にプラ
スして、直流電力源４からトランジスタ９、コンデンサ
２１、抵抗２２、ダイオード２４、コンデンサ２５のル
ープで電流が流れ、コンデンサ２５、さらに負荷に対し
てエネルギを供給する。ここで、抵抗２２は前述と同様
にコンデンサ２１、コンデンサ２５に急激に電流が流れ
込み、リップル電流成分が大きくなるのを防ぐ電流制限
抵抗として機能している。以上の動作により、コンデン
サ２１に蓄えられていたエネルギと直流電力源４からの
エネルギがコンデンサ２５に移される。これによってコ
ンデンサ２５には、直流入力源４からの入力電圧よりも
大きい正の電圧が発生する。このコンデンサ２５に発生
した電圧を正の電圧として出力端子７、８より出力す
る。
【００４３】上述した補助電源回路３４の一連の動作が
スイッチング動作と共に繰り返されることにより、常に
コンデンサ２１に蓄えた電荷をコンデンサ２５の蓄積電
荷に変換することになる。このコンデンサ２５の蓄積電
荷としてのエネルギー形態は直流電圧であり、補助電源
として有効に利用することができる。また、上記補助電
源を利用することは、主動作としてのスイッチング動作
には何らの影響も及ぼさない。また、本実施例は、正電
圧出力回路に比較的コストのかかる制御回路、スイッチ
素子、インダクタ素子を含まないので、従来の回路構成
と比較して約５〜６割のコストで構成することができ
る。
スイッチング動作と共に繰り返されることにより、常に
コンデンサ２１に蓄えた電荷をコンデンサ２５の蓄積電
荷に変換することになる。このコンデンサ２５の蓄積電
荷としてのエネルギー形態は直流電圧であり、補助電源
として有効に利用することができる。また、上記補助電
源を利用することは、主動作としてのスイッチング動作
には何らの影響も及ぼさない。また、本実施例は、正電
圧出力回路に比較的コストのかかる制御回路、スイッチ
素子、インダクタ素子を含まないので、従来の回路構成
と比較して約５〜６割のコストで構成することができ
る。
【００４４】図６は第６の実施例を示すもので、図５の
コンデンサ２５に得られる正電圧出力をトランジスタ２
９、ツェナーダイオード２６、抵抗２７から成るドロッ
パ・レギュレータ３７により安定化し、コンデンサ１７
で平滑して出力するようにしたものである。
コンデンサ２５に得られる正電圧出力をトランジスタ２
９、ツェナーダイオード２６、抵抗２７から成るドロッ
パ・レギュレータ３７により安定化し、コンデンサ１７
で平滑して出力するようにしたものである。
【００４５】上記第５、第６の実施例によれば、小容量
の正電圧出力を、昇圧型又は降圧型チョッパスイッチン
グ電源回路を構成することなく、簡単な回路構成で得る
ことができる。
の正電圧出力を、昇圧型又は降圧型チョッパスイッチン
グ電源回路を構成することなく、簡単な回路構成で得る
ことができる。
【００４６】
【発明の効果】以上説明したように請求項１、２の本発
明によれば、スイッチ素子をオンオフ制御することによ
り入力電圧をスイッチングするようにした降圧型チョッ
パスイッチング電源回路におけるフライホイール・ダイ
オードの両端子間に、又は昇圧型チョッパスイッチング
電源回路におけるスイッチ素子の両端子間に、直列に第
１のダイオードと抵抗と第１のコンデンサとを接続し、
上記第１のダイオードと抵抗との接続点と上記フライホ
イール・ダイオード又は上記スイッチ素子の基準電位側
端子との間に直列に接続された第２のダイオードと第２
のコンデンサとを備え、第２のコンデンサに発生する電
圧を利用する構成としたことにより、負電圧出力回路に
極性反転型チョッパスイッチング電源回路を構成するこ
となく、また、複雑でしかも比較的高価な制御回路等を
必要とせず、部品点数の少ない簡単で安価な回路構成
で、負電力出力を得ることができる効果が得られる。
明によれば、スイッチ素子をオンオフ制御することによ
り入力電圧をスイッチングするようにした降圧型チョッ
パスイッチング電源回路におけるフライホイール・ダイ
オードの両端子間に、又は昇圧型チョッパスイッチング
電源回路におけるスイッチ素子の両端子間に、直列に第
１のダイオードと抵抗と第１のコンデンサとを接続し、
上記第１のダイオードと抵抗との接続点と上記フライホ
イール・ダイオード又は上記スイッチ素子の基準電位側
端子との間に直列に接続された第２のダイオードと第２
のコンデンサとを備え、第２のコンデンサに発生する電
圧を利用する構成としたことにより、負電圧出力回路に
極性反転型チョッパスイッチング電源回路を構成するこ
となく、また、複雑でしかも比較的高価な制御回路等を
必要とせず、部品点数の少ない簡単で安価な回路構成
で、負電力出力を得ることができる効果が得られる。
【００４７】また、請求項２の発明によれば、補助電源
回路をスナバ回路として利用することができ、不慮のサ
ージ電圧からスイッチ素子が破壊したり、ノイズにより
他回路へ影響を及ぼすのを防ぐことができる効果が得ら
れる。
回路をスナバ回路として利用することができ、不慮のサ
ージ電圧からスイッチ素子が破壊したり、ノイズにより
他回路へ影響を及ぼすのを防ぐことができる効果が得ら
れる。
【００４８】請求項３の本発明によれば、スイッチ素子
をオンオフ制御することにより入力電圧をスイッチング
するようにした極性反転型チョッパスイッチング電源回
路における基準電位とスイッチ素子の出力端子間に、直
列に第１のダイオードと抵抗と第１のコンデンサとを接
続し、上記第１のダイオードと抵抗との接続点と、上記
基準電位との間に直接に接続された第２のダイオードと
第２のコンデンサとを備え、第２のコンデンサに発生す
る電圧を利用する構成としたことにより、正電圧出力回
路に降圧型又は昇圧型チョッパスイッチング電源回路を
構成することなく、複雑でしかも比較的高価な制御回路
等を必要とせず、部品点数の少ない簡単で安価な回路構
成で、正電圧出力を得ることができる効果が得られる。
をオンオフ制御することにより入力電圧をスイッチング
するようにした極性反転型チョッパスイッチング電源回
路における基準電位とスイッチ素子の出力端子間に、直
列に第１のダイオードと抵抗と第１のコンデンサとを接
続し、上記第１のダイオードと抵抗との接続点と、上記
基準電位との間に直接に接続された第２のダイオードと
第２のコンデンサとを備え、第２のコンデンサに発生す
る電圧を利用する構成としたことにより、正電圧出力回
路に降圧型又は昇圧型チョッパスイッチング電源回路を
構成することなく、複雑でしかも比較的高価な制御回路
等を必要とせず、部品点数の少ない簡単で安価な回路構
成で、正電圧出力を得ることができる効果が得られる。
【図１】本発明の第１の実施例を示す回路図である。
【図２】本発明の第２の実施例を示す回路図である。
【図３】本発明の第３の実施例を示す回路図である。
【図４】本発明の第４の実施例を示す回路図である。
【図５】本発明の第５の実施例を示す回路図である。
【図６】本発明の第６の実施例を示す回路図である。
【図７】従来と本発明を実施した場合のスイッチング波
形の差を示す波形図である。
形の差を示す波形図である。
【図８】従来のスイッチング電源装置を概念的に示す構
成図である。
成図である。
【図９】従来のスイッチング電源装置の構成例を示す回
路図である。
路図である。
１、９、３０ スイッチ素子、バイポーラトランジスタ ４ 直流電力源 １５、１９、３２ フライホイール・ダイオード ２１、２５ コンデンサ ２２ 抵抗 ２３、２４ ダイオード ３４、３５ 補助電源回路 ３６、３７ ドロッパ・レギュレータ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 村里 道久 川崎市中原区井田1618番地 新日本製鐵株 式会社技術開発本部内
Claims (4)
- 【請求項１】 入力直流電圧をスイッチングするスイッ
チ素子と、 アノード端子が基準電位に接続されカソード端子が上記
スイッチ素子の出力端子に接続されたフライホイール・
ダイオードとを有し、 降圧型チョッパスイッチング電源回路に構成されたスイ
ッチング電源装置において、 上記フライホイール・ダイオードのアノード端子とカソ
ード端子との間に直列に接続された第１のダイオードと
抵抗と第１のコンデンサと、 上記第１のダイオードと上記抵抗との接続点と上記基準
電位との間に直列に接続された第２のダイオードと第２
のコンデンサとを備えたことを特徴とするスイッチング
電源装置。 - 【請求項２】 アノード端子から入力される直流電圧を
スイッチングし、カソード端子が基準電位に接続された
スイッチ素子を有し、 昇圧型チョッパスイッチング電源回路に構成されたスイ
ッチング電源装置において、 上記スイッチ素子のカソード端子とアノード端子との間
に直列に接続された第１のダイオードと抵抗と第１のコ
ンデンサと、 上記第１のダイオードと上記抵抗との接続点と上記基準
電位との間に直列に接続された第２のダイオードと第２
のコンデンサとを備えたことを特徴とするスイッチング
電源装置。 - 【請求項３】 入力直流電圧をスイッチングするスイッ
チ素子を有し、 極性反転型チョッパスイッチング電源回路に構成された
スイッチング電源装置において、 基準電位と上記スイッチ素子の出力端子との間に直列に
接続された第１のダイオードと抵抗と第１のコンデンサ
と、 上記第１のダイオードと上記抵抗との接続点と上記基準
電位との間に直列に接続された第２のダイオードと第２
のコンデンサとを備えたことを特徴とするスイッチング
電源装置。 - 【請求項４】 上記第２のコンデンサに発生する電圧を
安定化して出力する電圧安定化手段を備えたことを特徴
とする請求項１〜３の何れか１項に記載のスイッチング
電源装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7227347A JPH0956150A (ja) | 1995-08-11 | 1995-08-11 | スイッチング電源装置 |
| US08/689,232 US5896284A (en) | 1995-08-11 | 1996-08-06 | Switching power supply apparatus with a return circuit that provides a return energy to a load |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7227347A JPH0956150A (ja) | 1995-08-11 | 1995-08-11 | スイッチング電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0956150A true JPH0956150A (ja) | 1997-02-25 |
Family
ID=16859386
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7227347A Pending JPH0956150A (ja) | 1995-08-11 | 1995-08-11 | スイッチング電源装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5896284A (ja) |
| JP (1) | JPH0956150A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20020058746A (ko) * | 2000-12-30 | 2002-07-12 | 이계안 | 버크 컨버터를 이용한 전기 자동차용 차단장치 |
| US6946820B2 (en) | 2001-09-12 | 2005-09-20 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Multiple output DC-DC converter for providing controlled voltages |
| JP2006271062A (ja) * | 2005-03-23 | 2006-10-05 | Advantest Corp | 電源回路及び試験装置 |
| JP2007236183A (ja) * | 2006-03-01 | 2007-09-13 | Power Integrations Inc | 電力を変換し、かつ、調整する方法および装置 |
| JP2013174200A (ja) * | 2012-02-27 | 2013-09-05 | Hitachi Automotive Systems Ltd | 燃料噴射弁の駆動装置 |
Families Citing this family (24)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0880087B1 (en) * | 1997-05-22 | 2003-11-12 | SANYO ELECTRIC Co., Ltd. | Power supply circuit and CCD camera using same |
| EP0997945A4 (en) * | 1998-04-23 | 2007-08-01 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | METHOD FOR DESIGNING A CIRCUIT FOR VOLTAGE SUPPLY AND SEMICONDUCTOR CHIP |
| FR2797115B1 (fr) | 1999-07-30 | 2001-10-12 | St Microelectronics Sa | Convertisseur alternatif-continu non-isole |
| US6438002B2 (en) * | 2000-02-02 | 2002-08-20 | General Electric Co. | Active snubber circuit with controllable DV/DT |
| US6314002B1 (en) | 2000-11-20 | 2001-11-06 | Philips Electronics North America Corporation | Voltage clamping system and method for a DC/DC power converter |
| US6473318B1 (en) | 2000-11-20 | 2002-10-29 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Leakage energy recovering system and method for flyback converter |
| ITTO20010219A1 (it) * | 2001-03-09 | 2002-09-09 | St Microelectronics Srl | Convertitore ac/dc e dc/dc a bassa potenza e uscita duale. |
| US6894463B2 (en) * | 2002-11-14 | 2005-05-17 | Fyre Storm, Inc. | Switching power converter controller configured to provide load shedding |
| JP4094487B2 (ja) * | 2003-05-21 | 2008-06-04 | ローム株式会社 | 正負出力電圧用電源装置 |
| US6998825B2 (en) * | 2003-11-14 | 2006-02-14 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | DC-DC converter |
| DE102005005872A1 (de) * | 2005-02-09 | 2006-08-10 | Deutsche Thomson-Brandt Gmbh | Getaktete Stromversorgung |
| JP2006311779A (ja) * | 2005-03-31 | 2006-11-09 | Mitsumi Electric Co Ltd | 多出力型ｄｃ／ｄｃコンバータおよびその制御方法 |
| JP2006311780A (ja) * | 2005-03-31 | 2006-11-09 | Mitsumi Electric Co Ltd | 多出力型ｄｃ／ｄｃコンバータおよびその制御方法 |
| US7276886B2 (en) * | 2005-10-03 | 2007-10-02 | Texas Instruments Incorporated | Dual buck-boost converter with single inductor |
| US20080100371A1 (en) * | 2006-10-26 | 2008-05-01 | Fabrice Paillet | Dual rail generator |
| US7759914B2 (en) * | 2006-12-18 | 2010-07-20 | Power Integrations, Inc. | Method and apparatus for power conversion and regulation of two output voltages |
| US20080143408A1 (en) | 2006-12-19 | 2008-06-19 | Fabrice Paillet | Pulse width modulator |
| JP5151266B2 (ja) * | 2007-06-20 | 2013-02-27 | 株式会社リコー | スイッチングレギュレータ及びスイッチングレギュレータの動作制御方法 |
| JPWO2009013834A1 (ja) * | 2007-07-26 | 2010-09-30 | 富士通株式会社 | 給電システムおよび電圧安定化方法 |
| JP5392281B2 (ja) * | 2011-02-25 | 2014-01-22 | ダイキン工業株式会社 | 電源回路およびヒートポンプユニット |
| TWI439023B (zh) * | 2011-07-13 | 2014-05-21 | Wistron Corp | 低雜訊降壓轉換電路及低雜訊電壓供應總成 |
| US20190097524A1 (en) * | 2011-09-13 | 2019-03-28 | Fsp Technology Inc. | Circuit having snubber circuit in power supply device |
| EP3182573A1 (en) * | 2015-12-14 | 2017-06-21 | Alcatel Lucent | Snubber circuits adapted to limit energy leaking from two terminals of a winding and electronic circuit |
| CN112187032B (zh) * | 2019-07-04 | 2022-03-15 | 台达电子工业股份有限公司 | 电源供应装置及其操作方法 |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3736495A (en) * | 1972-03-22 | 1973-05-29 | Bell Telephone Labor Inc | Switching regulator with high efficiency turnoff loss reduction network |
| JPS53132732A (en) * | 1977-04-25 | 1978-11-18 | Sanken Electric Co Ltd | Dccdc converter |
| JPS596086B2 (ja) * | 1978-02-27 | 1984-02-09 | 松下電器産業株式会社 | 半導体スイッチング素子の電力損失低減回路 |
| US4363067A (en) * | 1980-06-09 | 1982-12-07 | General Motors Corporation | Transistor chopper protection circuit |
| JP2696255B2 (ja) * | 1989-12-07 | 1998-01-14 | サンケン電気株式会社 | スイッチング電源装置 |
| JPH03218258A (ja) * | 1990-01-22 | 1991-09-25 | Sanken Electric Co Ltd | スイッチング電源装置 |
-
1995
- 1995-08-11 JP JP7227347A patent/JPH0956150A/ja active Pending
-
1996
- 1996-08-06 US US08/689,232 patent/US5896284A/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20020058746A (ko) * | 2000-12-30 | 2002-07-12 | 이계안 | 버크 컨버터를 이용한 전기 자동차용 차단장치 |
| US6946820B2 (en) | 2001-09-12 | 2005-09-20 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Multiple output DC-DC converter for providing controlled voltages |
| JP2006271062A (ja) * | 2005-03-23 | 2006-10-05 | Advantest Corp | 電源回路及び試験装置 |
| JP2007236183A (ja) * | 2006-03-01 | 2007-09-13 | Power Integrations Inc | 電力を変換し、かつ、調整する方法および装置 |
| JP2013174200A (ja) * | 2012-02-27 | 2013-09-05 | Hitachi Automotive Systems Ltd | 燃料噴射弁の駆動装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5896284A (en) | 1999-04-20 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPH0956150A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| US6756772B2 (en) | Dual-output direct current voltage converter | |
| US7304463B2 (en) | DC-DC converter | |
| JP2835299B2 (ja) | 自励式ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| US4138715A (en) | Resonant switching converter | |
| JPH11235023A (ja) | スイッチング・レギュレーター | |
| KR20010111459A (ko) | 전원장치 및 이를 이용한 전자기기 및 전원장치의 출력단락 보호 방법 | |
| JP3055121B2 (ja) | チョッパ型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP3033085B2 (ja) | 降圧型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP3490049B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JPH10164832A (ja) | 直流昇降圧装置 | |
| JP3155342B2 (ja) | 突入電流抑制回路 | |
| CN111164870A (zh) | 使用开关调节器和电压限制器的电压倍增器 | |
| JP3174273B2 (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP2767783B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JPH01252165A (ja) | 昇圧チョッパ回路 | |
| KR20020033506A (ko) | Ｄｃ ―ｄｃ 컨버터 및 이를 사용한 전자장치 | |
| JP2767782B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JPH0591732A (ja) | 降圧型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JPH0242074Y2 (ja) | ||
| JPH11341799A (ja) | 同期整流型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JPH0295166A (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP3419343B2 (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP2006020426A (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ回路 | |
| JP3692095B2 (ja) | スイッチング電源 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20021105 |