JP2835299B2 - 自励式ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

自励式ｄｃ−ｄｃコンバータ

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JP2835299B2 JP7209210A JP20921095A JP2835299B2 JP 2835299 B2 JP2835299 B2 JP 2835299B2 JP 7209210 A JP7209210 A JP 7209210A JP 20921095 A JP20921095 A JP 20921095A JP 2835299 B2 JP2835299 B2 JP 2835299B2
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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、降圧・非絶縁型の
ＤＣ−ＤＣコンバータ回路において、自励発振のための
チョークコイルの帰還巻線の省略と、低損失、高速動作
のためのＦＥＴの使用を可能とした、自励式ＤＣ−ＤＣ
コンバータの回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】自励式のＤＣ−ＤＣコンバータは、その
回路構成の簡素さ、使用する回路素子数の少なさから、
出力容量の小さい、比較的低価格の電源として用いられ
ている。本発明者はこのようなＤＣ−ＤＣコンバータの
回路として、特願平５−８３８４９号において図３に示
すような回路構成の自励式ＤＣ−ＤＣコンバータを提案
した。なお、図３において１、２は自励式ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの高電位側の入、出力端子であり、低電位側の
入、出力端子はアースと同一として示した。入力端子
１、出力端子２の間にＰＮＰ型トランジスタによるスイ
ッチングトランジスタＱ１１とチョークコイルＬ１が直
列に接続されており、チョークコイルＬ１の両端にそれ
ぞれ接続されたダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ２と
合わせて降圧チョッパ回路方式のＤＣ−ＤＣコンバータ
を形成している。
【０００３】このスイッチングトランジスタＱ１１に自
励発振動作を行わせるために、スイッチングトランジス
タＱ１１のベースとアース間に抵抗Ｒ１を接続し、スイ
ッチングトランジスタＱ１１のベース、エミッタ間にＰ
ＮＰ型トランジスタによる駆動用トランジスタＱ２のコ
レクタ、エミッタを接続している。そしてこの駆動用ト
ランジスタＱ２のベースを、抵抗Ｒ２を介してスイッチ
ングトランジスタＱ１１のベースへ、また、帰還回路３
を介してスイッチングトランジスタＱ１１のコレクタへ
接続することとしている。ここで図３中の帰還回路３
は、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ３の直列回路より構成され
ているが、これに限定されないことは前出願の中で述べ
た通りである。なお、４は制御回路であり、抵抗Ｒ４、
Ｒ５、出力電圧検出用の抵抗Ｒ６、Ｒ７、トランジスタ
Ｑ４及び定電圧ダイオードＤＺにより構成され、出力電
圧を安定化させる役割を担う。
【０００４】図３に示す回路の自励発振動作は、概略と
して以下のようになっていた。スイッチングトランジス
タＱ１１がオン状態の時、チョークコイルＬ１に直線的
に増加する電流ＩL が流れ、平滑コンデンサＣ２を充電
すると同時に出力端子２より外部へエネルギーを供給す
る。充電により平滑コンデンサＣ２の端子間電圧が上昇
すると、やがて制御回路４のトランジスタＱ４が駆動用
トランジスタＱ２のベース電流を導き始め、駆動用トラ
ンジスタＱ２はコレクタ、エミッタ間が導通することに
なる。するとスイッチングトランジスタＱ１１はベー
ス、エミッタ間電圧ＶBE1 が変化し、コレクタ電流を制
限するようになる。スイッチングトランジスタＱ１１の
コレクタ電流、すなわちチョークコイルＬ１に流れる電
流ＩL が減少すると、チョークコイルＬ１にはフライバ
ック電圧ＥL が発生する。このチョークコイルＬ１に発
生したフライバック電圧ＥL は帰還回路３を介して駆動
用トランジスタＱ２のベース電流を引き込み、駆動用ト
ランジスタＱ２を完全なオン状態に移行させる。駆動用
トランジスタＱ２がオン状態になるとスイッチングトラ
ンジスタＱ１１のベース、エミッタ間電圧ＶBE1 はオン
状態を維持できなくなるほどまで低下し、これによりス
イッチングトランジスタＱ１１はターンオフする。
【０００５】スイッチングトランジスタＱ１１がオフ状
態、駆動用トランジスタＱ２がオン状態にある期間に、
エネルギー放出によるチョークコイルＬ１のフライバッ
ク電圧の低下と平滑コンデンサＣ２の端子間電圧の低
下、そして帰還回路３のコンデンサＣ３の充電による端
子間電圧の上昇が進行し、やがて駆動用トランジスタＱ
２はオン状態を維持できなくなり、オフ状態へ移行す
る。トランジスタＱ２がオフ状態へ移行するとスイッチ
ングトランジスタＱ１１のベース、エミッタ間電圧Ｖ
BE1 が上昇し、これによりスイッチングトランジスタＱ
１１は順方向バイアスを受け、ターンオンする。スイッ
チングトランジスタＱ１１がオン状態、駆動用トランジ
スタＱ２がオフ状態にある間、帰還回路３により駆動用
トランジスタＱ２は逆バイアスを受け、またチョークコ
イルＬ１には再び直線的に増加する電流ＩL が流れる。
【０００６】以上のような動作を繰り返し、自励発振動
作が行われることになる。なおここで制御回路４は、出
力電圧に応じて駆動用トランジスタＱ２のベース電流の
流入量を調節することで駆動用トランジスタＱ２のオン
期間を変化させる。従って、スイッチングトランジスタ
Ｑ１１のオンデューティが制御回路によって制御される
ことになり、出力電圧の安定化が図られる。以上に説明
したことから分かるように、図３に示す回路構成の自励
式ＤＣ−ＤＣコンバータは、駆動用トランジスタＱ２と
帰還回路３の存在により、それまでの自励式ＤＣ−ＤＣ
コンバータに必要とされていたチョークコイルに設けら
れる帰還巻線が不要となっている。このため、チョーク
コイルＬ１に単巻のコイル部品を使用することができ、
ＤＣ−ＤＣコンバータの小型化、コスト低減が図られる
という利点を有していた。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】電源回路の小型化、コ
スト低減を図るのに際しては、その電源回路の放熱対策
が大きな要因として挙げることができる。そして電源回
路の効率は回路中に発生する熱量に深く関係し、その形
状とコストに大きな影響を与える。言うまでもなく電源
回路の効率は高いほど良い。ユニポーラトランジスタの
中の特にＭＯＳ ＦＥＴとバイポーラトランジスタを比
較した場合、ＭＯＳ ＦＥＴの方が動作速度と消費電力
の２点について優れた性能を示す。そのため、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータのスイッチング素子に、バイポーラトラン
ジスタに代えてＭＯＳ ＦＥＴを使用すれば、効率が向
上することが一般に良く知られている。しかし、バイポ
ーラトランジスタの最低の駆動電圧がおよそ０．７Ｖで
あるのに対し、ＭＯＳ ＦＥＴの最低の駆動電圧が２〜
３Ｖであるため、ＭＯＳ ＦＥＴの使用には最低の駆動
電圧に起因する使用条件の制限が発生することになる。
【０００８】例えば図３の回路において、ＰＮＰ型バイ
ポーラトランジスタによるスイッチングトランジスタＱ
１１を、単純にＰチャネルＭＯＳ ＦＥＴ（以下、Ｐ−
ＭＯＳと略す）に置換した場合について考える。先ず、
駆動用トランジスタＱ２がオン状態である時、スイッチ
ングトランジスタＱ１１（Ｐ−ＭＯＳ）のゲート電位及
び駆動用トランジスタＱ２のベース電位は以下のように
なる。すなわち、この時にはチョークコイルＬ１にフラ
イバック電圧が発生しているため、ダイオードＤ１は導
通状態となり、帰還回路３を介することで駆動用トラン
ジスタＱ２のベース電位はアース電位に近い値となる。
そして駆動用トランジスタＱ２がオン状態であることに
より、スイッチングトランジスタＱ１１のゲート電位は
入力電圧ＶINに等しい値となる。これによりスイッチン
グトランジスタＱ１１と駆動用トランジスタＱ２は、そ
れぞれオフ状態、オン状態を維持することになる。
【０００９】これに対して駆動用トランジスタＱ２がオ
フ状態の時には、スイッチングトランジスタＱ１１（Ｐ
−ＭＯＳ）のゲート電位及び駆動用トランジスタＱ２の
ベース電位は以下のようになる。駆動用トランジスタＱ
２がターンオフする直前の駆動用トランジスタＱ２のベ
ース電位は入力電圧ＶINに近い値まで上昇している。そ
して駆動用トランジスタＱ２がターンオフした時、スイ
ッチングトランジスタＱ１１のゲート電位は、駆動用ト
ランジスタＱ２のベース電位に抵抗Ｒ１とＲ２の分圧比
を乗じた値に相当する電位値となる。ここで抵抗Ｒ１に
ついては、電源回路の損失を低減させるため、駆動用ト
ランジスタＱ２のベース電流がスイッチング動作に必要
最低限の値となり、かつ、駆動用トランジスタＱ２のコ
レクタ電流が出来るだけ低く抑えられるように、高い抵
抗値を有する素子を使用することになる。
【００１０】すると、スイッチングトランジスタＱ１１
のゲート電位は高抵抗値の抵抗Ｒ１のために高くなり、
その結果、条件によってはスイッチングトランジスタＱ
１１のゲート、ソース間電圧ＶGSにスイッチング動作に
必要な電圧が充分に得られず、スイッチングトランジス
タＱ１１がオン状態になれない、あるいはオン状態とな
っても不完全な状態で、ソース、ドレイン間が高抵抗を
有した状態となる場合があった。ちなみに、ある仕様の
電源回路で、図３に示す回路のスイッチングトランジス
タＱ１１を単純にＰ−ＭＯＳ ＦＥＴとすると、入力電
圧ＶINと出力電圧ＶO の電圧差が１０Ｖ以上無ければ正
常な動作が行われない事が確認されている。外部の入力
電源として電池、バッテリー類を想定する場合、入出力
電圧差が１０Ｖ以上という条件は余程特殊な場合を除
き、ほとんどあり得ないものであり、図３に示す回路の
ままでは事実上、スイッチングトランジスタＱ１１がバ
イポーラトランジスタに限定されるものであった。本発
明は、チョークコイルの帰還巻線に依らずに自励発振を
行わせ、かつ、スイッチング素子にＭＯＳ ＦＥＴを使
用した、高効率化、小型化、低コスト化を実現した自励
式ＤＣ−ＤＣコンバータを得ることを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明は、入力された直
流電圧をスイッチング素子によりオン、オフし、スイッ
チング素子の電流出力端子側に接続したダイオード、チ
ョークコイル、平滑コンデンサから成る平滑回路を介し
て、安定化した直流出力電圧を負荷へ供給する非絶縁型
の自励式ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、ＭＯＳ ＦＥ
Ｔによるスイッチング素子、電流入力端子をスイッチン
グ素子の電流入力端子に接続し、電流出力端子をスイッ
チング素子の制御端子に接続した第１の駆動用トランジ
スタ、スイッチング素子の電流出力端子と第１の駆動用
トランジスタの制御端子との間に接続される帰還回路、
第１の駆動用トランジスタと相補的に動作してスイッチ
ング素子の制御端子をアースに接続する第２の駆動用ト
ランジスタを具備し、さらに具体的には、第２の駆動用
トランジスタは、その主電流路がスイッチング素子のゲ
ートに接続される抵抗あるいはダイオードに並列に、制
御端子が容量素子を介して帰還回路に接続され、また帰
還回路は、抵抗とコンデンサの直列回路よりなる構成と
することを特徴とする。
【００１２】
【発明の実施形態】Ｐ−ＭＯＳ ＦＥＴによるスイッチ
ングトランジスタのゲート、ソースに対してＰＮＰ型ト
ランジスタによる第１の駆動用トランジスタのコレク
タ、エミッタを接続し、第１の駆動用トランジスタのベ
ースを抵抗とコンデンサの直列回路よりなる帰還回路３
を介してスイッチングトランジスタのドレインに接続す
る。スイッチングトランジスタのゲートをＮＰＮ型トラ
ンジスタによる第２の駆動用トランジスタのコレクタ、
エミッタを介してアースに接続し、第２の駆動用トラン
ジスタのベースを容量素子を介して帰還回路３に接続す
る。
【００１３】第１の駆動用トランジスタがオフ状態とな
るとスイッチングトランジスタのゲート電位が低下し、
スイッチングトランジスタのソース、ドレイン間が導通
する。するとドレイン電位が上昇し、帰還回路３を介し
て第１の駆動用トランジスタのベースは逆バイアス、第
２の駆動用トランジスタのベースは順方向バイアスを受
けることになる。この各バイアスによって、第１の駆動
用トランジスタはオフ状態を維持し、第２の駆動用トラ
ンジスタはターンオンする。第２の駆動用トランジスタ
がオン状態となることにより、スイッチングトランジス
タのゲート電位はアース電位まで低下し、スイッチング
トランジスタは完全なオン状態への移行が可能となる。
【００１４】
【実施例】スイッチング素子にＭＯＳ ＦＥＴを使用で
きるようにし、チョークコイルから帰還巻線を排除し
た、本発明による自励式ＤＣ−ＤＣコンバータの第１の
実施例の回路を図１に示した。図１に示すＤＣ−ＤＣコ
ンバータの回路構成は以下のようになっている。なお図
１の回路において、図３の回路と同一の構成要素には同
一の符号を付与してある。入力端子１と出力端子２の間
にＰチャネル型ＭＯＳ ＦＥＴによるスイッチングトラ
ンジスタＱ１２のソース、ドレイン端子とチョークコイ
ルＬ１を直列に接続し、チョークコイルＬ１の両端に、
それぞれ一端がアースに接続されたダイオードＤ１及び
平滑コンデンサＣ２を接続し、降圧チョッパ回路を構成
する。
【００１５】スイッチングトランジスタＱ１２のゲー
ト、ソース間に、ＰＮＰ型バイポーラトランジスタによ
る第１の駆動用トランジスタとしてのトランジスタＱ２
のコレクタ、エミッタを接続し、トランジスタＱ２のベ
ースを抵抗Ｒ３とコンデンサＣ３の直列回路による帰還
回路３を介してスイッチングトランジスタＱ１２のドレ
インに接続する。また、トランジスタＱ２のベースは抵
抗Ｒ２を介してスイッチングトランジスタＱ１２のゲー
トに接続する。スイッチングトランジスタＱ１２のゲー
トとアース間には、起動用の抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ１とコ
レクタ、エミッタ間の電流路が並列となる、ＮＰＮ型バ
イポーラトランジスタによる第２の駆動用トランジスタ
としてのトランジスタＱ３を接続し、トランジスタＱ３
のベースをコンデンサＣ４を介して帰還回路３へ接続す
る。トランジスタＱ３のベースとアース間にはコンデン
サＣ４の放電路を形成するダイオードＤ２を接続する。
【００１６】出力端子２とアース間に接続された抵抗Ｒ
６、Ｒ７の直列回路及び抵抗Ｒ４と定電圧ダイオードＤ
Ｚの直列回路、抵抗Ｒ６とＲ７による出力電圧の分圧点
にベースを、抵抗Ｒ４と定電圧ダイオードＤＺの接続点
にエミッタを接続したトランジスタＱ４、トランジスタ
Ｑ４のコレクタと期間回路３との間に接続された抵抗Ｒ
５により制御回路４が構成され、出力電圧を安定化させ
る役割を担う。このような構成とした図１の回路の自励
発振動作は以下のようになる。
【００１７】スイッチングトランジスタＱ１２がオン状
態の時、チョークコイルＬ１に直線的に増加する電流Ｉ
L が流れ、これにより平滑コンデンサＣ２が充電され、
その端子間電圧が上昇する。充電により平滑コンデンサ
Ｃ２の端子間電圧が上昇すると、やがて制御回路４のト
ランジスタＱ４がトランジスタＱ２のベース電流を導き
始め、トランジスタＱ２はコレクタ、エミッタ間が導通
することになる。するとスイッチングトランジスタＱ１
２はゲート、ソース間電圧ＶGSが変化し、ドレイン電流
を制限するようになる。スイッチングトランジスタＱ１
２のドレイン電流、すなわちチョークコイルＬ１に流れ
る電流ＩL が減少すると、チョークコイルＬ１にはフラ
イバック電圧ＥL が発生する。このチョークコイルＬ１
に発生したフライバック電圧ＥL は、帰還回路３を介し
てトランジスタＱ２のベース電流を引き込み、トランジ
スタＱ２を完全なオン状態に移行させ、同時にトランジ
スタＱ３のベースに逆バイアスを与えてトランジスタＱ
３をオフ状態とする。
【００１８】トランジスタＱ２がオン状態、トランジス
タＱ３がオフ状態となることで、スイッチングトランジ
スタＱ１２のゲート電位が上昇する。これによりゲー
ト、ソース間電圧ＶGSはオン状態を維持できなくなるま
で低下し、スイッチングトランジスタＱ１２はターンオ
フする。スイッチングトランジスタＱ１２がオフ状態、
トランジスタＱ２がオン状態、トランジスタＱ３がオフ
状態となっている間、エネルギー放出によるチョークコ
イルＬ１のフライバック電圧の低下と平滑コンデンサＣ
２の端子間電圧の低下、そして帰還回路３のコンデンサ
Ｃ３の充電による端子間電圧の増加が進行し、やがてト
ランジスタＱ２はオン状態を維持出来なくなり、オフ状
態へと移行する。トランジスタＱ２がオフ状態へ移行す
ると、スイッチングトランジスタＱ１２のゲート電位の
低下、ゲート、ソース間電圧ＶGSの増加が起こり、スイ
ッチングトランジスタＱ１２のソース、ドレイン間が導
通する。
【００１９】これによりスイッチングトランジスタＱ１
２のドレイン電位が上昇し、帰還回路を介して、トラン
ジスタＱ２のベースに逆バイアス、トランジスタＱ３の
ベースに順方向バイアスが印加される。この各バイアス
によって、トランジスタＱ２はオフ状態を維持し、逆に
トランジスタＱ３はターンオンする。トランジスタＱ２
がオフ状態、トランジスタＱ３がオン状態となること
で、スイッチングトランジスタＱ１２のゲート電位はア
ース電位まで低下し、ゲート、ソース間電圧ＶGSはさら
に大きくなり、スイッチングトランジスタＱ１２は完全
なオン状態へ移行することになる。スイッチングトラン
ジスタＱ１２がオン状態となることでチョークコイルＬ
１に電流ＩL が流れ、前述した動作を繰り返すことにな
る。
【００２０】図２には本発明による自励式ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの第２の実施例の回路を示した。図２に示す回
路の構成は、図１に示す回路における抵抗Ｒ１をアノー
ドがアースに接続されたダイオードＤ３に置き換え、抵
抗Ｒ２を回路から除いたものであり、他は図１と同一の
回路構成となっている。図２に示す回路の特徴はダイオ
ードＤ３の機能であり、図１の回路に比べて以下の点で
優れた効果が得られる。すなわち、抵抗Ｒ１はスイッチ
ングトランジスタＱ１２にソース、ドレイン間を導通さ
せるために設けられるが、トランジスタＱ２がオン状態
の時、抵抗Ｒ１に電流が流れて損失発生の原因となる。
これに対してダイオードＤ３には、トランジスタＱ２が
オン状態の時に電流が流れず損失が発生しない。従っ
て、自励式ＤＣ−ＤＣコンバータの回路中の効率を向上
させることができる。なお、図２に示す回路の動作は図
１に示す回路と、上記したダイオードＤ３の機能以外は
同一であり、説明は省略する。
【００２１】この図１、図２に示す回路構成のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータでは、スイッチング素子にＭＯＳ ＦＥＴ
を使用しているので、図３に示す回路に比べて高効率が
得られるのは言うまでもなく、スイッチング素子にＭＯ
Ｓ ＦＥＴを使用しても、バイポーラトランジスタを使
用している場合と同様に、入出力電圧差が１Ｖの仕様で
あっても正常な動作を行わせることができる。以上に説
明した図１、図２の回路では、第２の駆動用トランジス
タとしてのトランジスタＱ３のベースは、コンデンサＣ
４を介して帰還回路３の出力端（第１の駆動用トランジ
スタＱ２のベースの接続位置）に接続しているが、これ
に限定されず、帰還回路３の入力端（スイッチングトラ
ンジスタＱ１２のドレイン）あるいは抵抗Ｒ３とコンデ
ンサＣ３の接続点に接続しても差し支えない。
【００２２】また図１の回路では、抵抗Ｒ１、Ｒ２は仕
様によっては回路から除かれる場合が有り、逆に、トラ
ンジスタＱ３のコレクタに対して直列に起動時の過電流
を防止する抵抗を接続する場合、コンデンサＣ４に対し
て直列にベース電流制限用の抵抗を接続する場合が有
る。図２の回路も同様に、仕様によってはトランジスタ
Ｑ３のコレクタに対して直列に起動時の過電流を防止す
る抵抗を接続する場合、コンデンサＣ４に対して直列に
ベース電流制限用の抵抗を接続する場合が有る。
【００２３】
【発明の効果】以上に述べたように、本発明は、スイッ
チング素子の電流入力端子と電流制御端子間に第１の駆
動用トランジスタの電流入力端子と電流出力端子を接続
し、第１の駆動用トランジスタの制御端子を帰還回路を
介してスイッチング素子の電流出力端子に接続し、スイ
ッチング素子の制御端子とアース間に第２の駆動用トラ
ンジスタの電流入力端子と電流出力端子を接続し、第２
の駆動用トランジスタの制御端子を容量素子を介して帰
還回路に接続したものである。本発明の回路によれば、
チョークコイルに単巻コイルを使用しても自励発振が行
われ、帰還巻線を必要としないのでＤＣ−ＤＣコンバー
タのコストダウン、小型化が図れる。また、スイッチン
グ素子にＭＯＳ ＦＥＴが使用できるのでＤＣ−ＤＣコ
ンバータの変換効率が向上する。この効率向上により放
熱対策が容易になり、さらなるコストダウン、小型化が
可能となる。さらに、スイッチング素子にＭＯＳ ＦＥ
Ｔを使用しても、バイポーラトランジスタの時と同様
に、入出力電圧差が小さい仕様で正常な動作を行わせる
ことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明による自励式ＤＣ−ＤＣコンバータの
第１の実施例を示す回路図。
【図２】 本発明による自励式ＤＣ−ＤＣコンバータの
第２の実施例を示す回路図。
【図３】 特願平５−８３８４９号において提案した自
励式ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図。
【符号の説明】
１ 入力端子 ２ 出力端子 ３ 帰還回路 ４ 制御回路 Ｑ１ スイッチングトランジスタ Ｑ２ 第１の駆動用トランジスタ Ｑ３ 第２の駆動用トランジスタ Ｌ１ 単巻のチョークコイル Ｒ１ 起動用の抵抗

Claims (5)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 入力された直流電圧をスイッチング素子
    によりオン、オフし、該スイッチング素子の電流出力端
    子側に接続したダイオード、チョークコイル、平滑コン
    デンサから成る平滑回路を介して、安定化した直流出力
    電圧を負荷へ供給する非絶縁型の自励式ＤＣ−ＤＣコン
    バータにおいて、 ＭＯＳ ＦＥＴによる前記スイッチング素子、 電流入力端子を該スイッチング素子の電流入力端子に接
    続し、電流出力端子を該スイッチング素子の制御端子に
    接続した第１の駆動用トランジスタ、 該スイッチング素子の電流出力端子と該第１の駆動用ト
    ランジスタの制御端子との間に接続される帰還回路、 該第１の駆動用トランジスタと相補的に動作して該スイ
    ッチング素子の制御端子をアースに接続する第２の駆動
    用トランジスタ、を具備することを特徴とする自励式Ｄ
    Ｃ−ＤＣコンバータ。
  2. 【請求項２】 入力された直流電圧をスイッチング素子
    によりオン、オフし、該スイッチング素子の電流出力端
    子側に接続したダイオード、チョークコイル、平滑コン
    デンサから成る平滑回路を介して、安定化した直流出力
    電圧を負荷へ供給する非絶縁型の自励式ＤＣ−ＤＣコン
    バータにおいて、 制御端子が抵抗を介してアースに接続される、ＭＯＳ
    ＦＥＴによる前記スイッチング素子、 電流入力端子を該スイッチング素子の電流入力端子に接
    続し、電流出力端子を該スイッチング素子の制御端子に
    接続した第１の駆動用トランジスタ、 該スイッチング素子の電流出力端子と該第１の駆動用ト
    ランジスタの制御端子との間に接続される帰還回路、 その主電流路が該抵抗に並列に接続され、制御端子が容
    量素子を介して該帰還回路に接続される第２の駆動用ト
    ランジスタ、を具備することを特徴とする自励式ＤＣ−
    ＤＣコンバータ。
  3. 【請求項３】 入力された直流電圧をスイッチング素子
    によりオン、オフし、該スイッチング素子の電流出力端
    子側に接続したダイオード、チョークコイル、平滑コン
    デンサから成る平滑回路を介して、安定化した直流出力
    電圧を負荷へ供給する非絶縁型の自励式ＤＣ−ＤＣコン
    バータにおいて、 制御端子がダイオードを介してアースに接続される、Ｍ
    ＯＳ ＦＥＴによる前記スイッチング素子、 電流入力端子を該スイッチング素子の電流入力端子に接
    続し、電流出力端子を該スイッチング素子の制御端子に
    接続した第１の駆動用トランジスタ、 該スイッチング素子の電流出力端子と該第１の駆動用ト
    ランジスタの制御端子との間に接続される帰還回路、 その主電流路が該ダイオードに並列に接続され、制御端
    子が容量素子を介して該帰還回路に接続される第２の駆
    動用トランジスタ、を具備することを特徴とする自励式
    ＤＣ−ＤＣコンバータ。
  4. 【請求項４】 前記帰還回路が抵抗とコンデンサの直列
    回路より成ることを特徴とする請求項１、請求項２、請
    求項３のいずれかの自励式ＤＣ−ＤＣコンバータ。
  5. 【請求項５】 出力電圧を検出し、その出力電圧に応じ
    た制御信号を出力する出力端が、前記帰還回路を介して
    あるいは直接、前記第１の駆動用トランジスタの制御端
    子に接続された制御回路を具備し、出力電圧に応じて該
    第１の駆動用トランジスタのベース電流を制御し、前記
    スイッチング素子のオフ時間を変化させ、出力電圧を一
    定に保つようにしたことを特徴とする請求項１、請求項
    ２、請求項３、請求項４のいずれかの自励式ＤＣ−ＤＣ
    コンバータ。
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Families Citing this family (27)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0854562B1 (de) * 1996-12-17 2002-10-30 PAPST-MOTOREN GMBH & CO. KG Schaltnetzteil
JP3469455B2 (ja) * 1998-01-30 2003-11-25 東光株式会社 スイッチング電源装置
US6198250B1 (en) 1998-04-02 2001-03-06 The Procter & Gamble Company Primary battery having a built-in controller to extend battery run time
US6118248A (en) * 1998-04-02 2000-09-12 The Procter & Gamble Company Battery having a built-in controller to extend battery service run time
US6835491B2 (en) 1998-04-02 2004-12-28 The Board Of Trustees Of The University Of Illinois Battery having a built-in controller
US6163131A (en) * 1998-04-02 2000-12-19 The Procter & Gamble Company Battery having a built-in controller
US6074775A (en) * 1998-04-02 2000-06-13 The Procter & Gamble Company Battery having a built-in controller
KR100332234B1 (ko) * 1999-03-20 2002-04-12 이영민 입력전원의 자동접지장치
JP4714353B2 (ja) * 2001-02-15 2011-06-29 セイコーインスツル株式会社 基準電圧回路
DE10109024B4 (de) * 2001-02-24 2012-02-02 Automotive Lighting Reutlingen Gmbh Spannungswandler
FR2825806B1 (fr) * 2001-06-08 2003-09-12 St Microelectronics Sa Circuit de polarisation a point de fonctionnement stable en tension et en temperature
FR2825807B1 (fr) * 2001-06-08 2003-09-12 St Microelectronics Sa Dispositif de polarisation atopolarise a point de fonctionnement stable
US6753724B2 (en) * 2002-04-25 2004-06-22 International Business Machines Corporation Impedance enhancement circuit for CMOS low-voltage current source
JP4093819B2 (ja) * 2002-08-09 2008-06-04 株式会社ルネサステクノロジ 半導体集積回路
US7202706B1 (en) 2003-04-10 2007-04-10 Pmc-Sierra, Inc. Systems and methods for actively-peaked current-mode logic
US6833689B1 (en) * 2003-06-20 2004-12-21 Power Integrations, Inc. Method for reducing the cost of voltage regulation circuitry in switch mode power supplies
KR20050065124A (ko) * 2003-12-24 2005-06-29 한국전자통신연구원 주파수 변환기
US20050156655A1 (en) * 2004-01-16 2005-07-21 International Business Machines Corporation Apparatus and method for leakage compensation in thin oxide CMOS applications
US7196573B1 (en) * 2006-02-02 2007-03-27 Agere Systems Inc. Systems and methods for creating complex poles
US8121186B2 (en) 2008-06-06 2012-02-21 Lsi Corporation Systems and methods for speculative signal equalization
US7956790B2 (en) 2008-06-06 2011-06-07 Lsi Corporation Systems and methods for synchronous, retimed analog to digital conversion
JP5237443B2 (ja) 2008-06-06 2013-07-17 エルエスアイ コーポレーション ラッチベースのアナログ−デジタル変換のためのシステム及び方法
US8659273B2 (en) * 2008-10-27 2014-02-25 Dell Products L.P. Soft-switching voltage regulation in a step-down circuit
US8574960B2 (en) * 2010-02-03 2013-11-05 Stats Chippac, Ltd. Semiconductor device and method of forming cavity adjacent to sensitive region of semiconductor die using wafer-level underfill material
US8193961B2 (en) 2010-09-23 2012-06-05 Lsi Corporation Systems and methods for enhancing analog to digital conversion resolution
US9296300B2 (en) * 2012-04-13 2016-03-29 General Electric Company Method and system for powering a vehicle
US10199924B2 (en) * 2017-04-26 2019-02-05 Futurewei Technologies, Inc. Converter apparatus and method with auxiliary transistor for protecting components at startup

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4859927A (en) * 1988-10-28 1989-08-22 Fisher Scientific Company Power supply with improved switching regulator
US4903182A (en) * 1989-03-20 1990-02-20 American Telephone And Telegraph Company, At&T Bell Laboratories Self-oscillating converter with light load stabilizer
JPH06276731A (ja) * 1993-03-19 1994-09-30 Toko Inc 自励式ｄｃ−ｄｃコンバータ

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