JP2976044B2 - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
- Publication number
- JP2976044B2 JP2976044B2 JP3001042A JP104291A JP2976044B2 JP 2976044 B2 JP2976044 B2 JP 2976044B2 JP 3001042 A JP3001042 A JP 3001042A JP 104291 A JP104291 A JP 104291A JP 2976044 B2 JP2976044 B2 JP 2976044B2
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- switching transistor
- voltage
- base
- diode
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- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、自励式反転型のＤＣ−
ＤＣコンバータに関する。
ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のこの種の自励式反転型のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータには、図３に示す構成のものがある。
Ｃコンバータには、図３に示す構成のものがある。
【０００３】同図において、符号ＩＮは直流電源の入力
端子、ＯＵＴは出力端子、ＧＮＤは接地端子であり、入
力端子ＩＮと出力端子ＯＵＴとの間には、ＰＮＰ型のス
イッチングトランジスタＱ1と、ダイオードＤ1とが直列
に接続され、また、このスイッチングトランジスタＱ1
とダイオードＤ1との中点にはチョークコイルＬ1が並列
に接続されている。
端子、ＯＵＴは出力端子、ＧＮＤは接地端子であり、入
力端子ＩＮと出力端子ＯＵＴとの間には、ＰＮＰ型のス
イッチングトランジスタＱ1と、ダイオードＤ1とが直列
に接続され、また、このスイッチングトランジスタＱ1
とダイオードＤ1との中点にはチョークコイルＬ1が並列
に接続されている。
【０００４】さらに、スイッチングトランジスタＱ1の
ベースは、チョークコイルＬ1と共に巻回されたベース
駆動用の誘導コイルＬ2に結合用のコンデンサＣ1を介し
て接続されるとともに、このスイッチングトランジスタ
Ｑ1の起動用のＮＰＮ型の制御トランジスタＱ2のコレク
タに抵抗Ｒ2を介して接続されている。
ベースは、チョークコイルＬ1と共に巻回されたベース
駆動用の誘導コイルＬ2に結合用のコンデンサＣ1を介し
て接続されるとともに、このスイッチングトランジスタ
Ｑ1の起動用のＮＰＮ型の制御トランジスタＱ2のコレク
タに抵抗Ｒ2を介して接続されている。
【０００５】上記の制御トランジスタＱ2のベースは、
起動抵抗Ｒ1を介して入力端子ＩＮに接続されるととも
に、電圧制御素子ＵとしてのツェナーダイオードＺＤの
一端に接続され、ツェナーダイオードＺＤの他端は出力
端子ＯＵＴに接続されている。さらに制御トランジスタ
Ｑ2のエミッタは、接地端子ＧＮＤに接続されている。
起動抵抗Ｒ1を介して入力端子ＩＮに接続されるととも
に、電圧制御素子ＵとしてのツェナーダイオードＺＤの
一端に接続され、ツェナーダイオードＺＤの他端は出力
端子ＯＵＴに接続されている。さらに制御トランジスタ
Ｑ2のエミッタは、接地端子ＧＮＤに接続されている。
【０００６】なお、Ｃ0は平滑用コンデンサ、Ｃ2は絶縁
用コンデンサである。
用コンデンサである。
【０００７】上記構成において、入力端子ＩＮから入力
電圧Ｖinが印加されると、起動抵抗Ｒ1を介して制御ト
ランジスタＱ2のベースに電流が加わるので、この制御
スイッチングトランジスタＱ2がオンし、これに伴い、
スイッチングトランジスタＱ1が導通する。すると、入
力端子ＩＮからの電流がチョークコイルＬ1に流れ、こ
れに応じて、ベース駆動用の誘導コイルＬ2にも電圧が
発生して電流が流れる。この電流はスイッチングトラン
ジスタＱ1のベースに正帰還として流れ込むので、チョ
ークコイルＬ1に流れる電流は直線的に増加する。
電圧Ｖinが印加されると、起動抵抗Ｒ1を介して制御ト
ランジスタＱ2のベースに電流が加わるので、この制御
スイッチングトランジスタＱ2がオンし、これに伴い、
スイッチングトランジスタＱ1が導通する。すると、入
力端子ＩＮからの電流がチョークコイルＬ1に流れ、こ
れに応じて、ベース駆動用の誘導コイルＬ2にも電圧が
発生して電流が流れる。この電流はスイッチングトラン
ジスタＱ1のベースに正帰還として流れ込むので、チョ
ークコイルＬ1に流れる電流は直線的に増加する。
【０００８】そして、スイッチングトランジスタＱ1を
流れる電流iB1が増加して、そのベース電流が飽和を保
つことができなくなると、飽和領域から外れてコレクタ
・エミッタ間電圧ＶCEが増加する。すると、チョークコ
イルＬ1の電圧が下がり、これに伴って誘導コイルＬ2の
出力電圧も低下し、この変化は正帰還されるので、スイ
ッチングトランジスタＱ1が逆バイアスされることにな
り急速にオフとなる。
流れる電流iB1が増加して、そのベース電流が飽和を保
つことができなくなると、飽和領域から外れてコレクタ
・エミッタ間電圧ＶCEが増加する。すると、チョークコ
イルＬ1の電圧が下がり、これに伴って誘導コイルＬ2の
出力電圧も低下し、この変化は正帰還されるので、スイ
ッチングトランジスタＱ1が逆バイアスされることにな
り急速にオフとなる。
【０００９】すると、今での電流を維持するために、ダ
イオードＤ1を通じて電流が流れることによりチョーク
コイルＬ1に蓄積されていたエネルギが出力端子ＯＵＴ
に供給される。これに伴い、出力電圧Ｖoutがツェナー
ダイオードＺＤのツェナー電圧Ｖzと制御トランジスタ
Ｑ2のベース・エミッタ間電圧ＶBEとの差(＝−(Ｖz−−
ＶBE))よりも低下すると、ツェナーダイオードＺＤが導
通し、このため、制御トランジスタＱ2がオフになる。
イオードＤ1を通じて電流が流れることによりチョーク
コイルＬ1に蓄積されていたエネルギが出力端子ＯＵＴ
に供給される。これに伴い、出力電圧Ｖoutがツェナー
ダイオードＺＤのツェナー電圧Ｖzと制御トランジスタ
Ｑ2のベース・エミッタ間電圧ＶBEとの差(＝−(Ｖz−−
ＶBE))よりも低下すると、ツェナーダイオードＺＤが導
通し、このため、制御トランジスタＱ2がオフになる。
【００１０】チョークコイルＬ1のエネルギが放出され
てここに流れる電流が零になると、出力電圧Ｖoutが上
昇するためツェナーダイオードＺＤが非導通となり、再
び制御トランジスタＱ2がオンし、初期の状態に戻る。
てここに流れる電流が零になると、出力電圧Ｖoutが上
昇するためツェナーダイオードＺＤが非導通となり、再
び制御トランジスタＱ2がオンし、初期の状態に戻る。
【００１１】このようにして、上記の動作を繰が返され
ることにより、発振が継続されて出力電圧Ｖoutが、Ｖo
ut＝−(Ｖz−ＶBE) (１)となるように安定
化される。
ることにより、発振が継続されて出力電圧Ｖoutが、Ｖo
ut＝−(Ｖz−ＶBE) (１)となるように安定
化される。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】ところで、従来の上記
構成のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、出力電圧Ｖout
の安定度は、上記の(１)式から明らかなように、ツェナ
ーダイオードＺＤのツェナー電圧Ｖzに依存する。
構成のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、出力電圧Ｖout
の安定度は、上記の(１)式から明らかなように、ツェナ
ーダイオードＺＤのツェナー電圧Ｖzに依存する。
【００１３】一方、入力端子ＩＮに加わる入力電圧Ｖin
は常に一定のものとは限らず、変動することがある。こ
のような入力電圧Ｖinの変動があると、これに伴い、起
動抵抗Ｒ1を通じてツェナーダイオードＺＤに流れる電
流も変化する。そして、このツェナー電流の変化によっ
て、現実にはツェナー電圧Ｖzも数％の範囲にわたって
変動する。そのため、(１)式の関係から、出力電圧Ｖou
tも変動することになり、出力電圧Ｖoutの安定化が図れ
ない。
は常に一定のものとは限らず、変動することがある。こ
のような入力電圧Ｖinの変動があると、これに伴い、起
動抵抗Ｒ1を通じてツェナーダイオードＺＤに流れる電
流も変化する。そして、このツェナー電流の変化によっ
て、現実にはツェナー電圧Ｖzも数％の範囲にわたって
変動する。そのため、(１)式の関係から、出力電圧Ｖou
tも変動することになり、出力電圧Ｖoutの安定化が図れ
ない。
【００１４】さらに、入力電圧Ｖinが変動して高くなっ
て起動抵抗Ｒ1を流れる電流値が増加すると、起動抵抗
Ｒ1、ツェナーダイオードＺＤで消費される電力も大き
くなり、効率の低下をもたらす。
て起動抵抗Ｒ1を流れる電流値が増加すると、起動抵抗
Ｒ1、ツェナーダイオードＺＤで消費される電力も大き
くなり、効率の低下をもたらす。
【００１５】
【課題を解決するための手段】本発明は、上述の課題を
解決するためになされたものであって、入力電圧が変動
した場合にも、それに影響を受けることなく出力電圧が
常に安定化されるようにするとともに、電力の無駄な消
費を低減して高効率のものが得られるようにするもので
ある。
解決するためになされたものであって、入力電圧が変動
した場合にも、それに影響を受けることなく出力電圧が
常に安定化されるようにするとともに、電力の無駄な消
費を低減して高効率のものが得られるようにするもので
ある。
【００１６】そのため、本発明は、入力端子と出力端子
との間には、スイッチングトランジスタとダイオードと
が直列に接続され、このスイッチングトランジスタとダ
イオードとの中点にはチョークコイルが並列に接続さ
れ、スイッチングトランジスタのベースは、前記チョー
クコイルと共に巻回されたベース駆動用の誘導コイルに
接続されるとともに、このスイッチングトランジスタの
起動用の制御トランジスタのコレクタに接続され、この
制御トランジスタのベースは、起動回路を介して入力端
子に接続されるとともに、ツェナーダイオード等の電圧
制御素子を介して出力端子に接続されているＤＣ−ＤＣ
コンバータにおいて、次の構成を採る。
との間には、スイッチングトランジスタとダイオードと
が直列に接続され、このスイッチングトランジスタとダ
イオードとの中点にはチョークコイルが並列に接続さ
れ、スイッチングトランジスタのベースは、前記チョー
クコイルと共に巻回されたベース駆動用の誘導コイルに
接続されるとともに、このスイッチングトランジスタの
起動用の制御トランジスタのコレクタに接続され、この
制御トランジスタのベースは、起動回路を介して入力端
子に接続されるとともに、ツェナーダイオード等の電圧
制御素子を介して出力端子に接続されているＤＣ−ＤＣ
コンバータにおいて、次の構成を採る。
【００１７】すなわち、本発明では、起動回路をＮチャ
ンネル接合型のＦＥＴと固定抵抗とを組み合わせた定電
流回路としている。
ンネル接合型のＦＥＴと固定抵抗とを組み合わせた定電
流回路としている。
【００１８】
【作用】Ｎチャンネル接合型のＦＥＴは、その静特性と
してゲート・ソース間電圧が一定ならばドレイン・ソー
ス間電圧ＶDSが変動しても飽和ドレイン電流ＩDは殆ど
一定であるため、固定抵抗を組み合わせることにより定
電流回路を形成できる。
してゲート・ソース間電圧が一定ならばドレイン・ソー
ス間電圧ＶDSが変動しても飽和ドレイン電流ＩDは殆ど
一定であるため、固定抵抗を組み合わせることにより定
電流回路を形成できる。
【００１９】したがって、入力電圧が変動した場合に
も、このＮチャンネル接合型のＦＥＴから電圧制御素子
を流れる電流が一定電流になるので、その両端間電圧も
変動せず、したがって、出力電圧が安定化される。ま
た、起動回路に流れる電流が一定であるから、従来に比
べてスイッチングトランジスタの駆動電力が低減され、
効率が向上する。
も、このＮチャンネル接合型のＦＥＴから電圧制御素子
を流れる電流が一定電流になるので、その両端間電圧も
変動せず、したがって、出力電圧が安定化される。ま
た、起動回路に流れる電流が一定であるから、従来に比
べてスイッチングトランジスタの駆動電力が低減され、
効率が向上する。
【００２０】
【実施例】図１は、本発明の実施例に係る自励式降圧型
のＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図であり、図３に示
した従来例に対応する部分には同一の符号を付す。
のＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図であり、図３に示
した従来例に対応する部分には同一の符号を付す。
【００２１】図１において、符号ＩＮは直流電源の入力
端子、ＯＵＴは出力端子、ＧＮＤは接地端子、Ｑ1はス
イッチングトランジスタ、Ｌ1はチョークコイル、Ｃ0は
平滑用のコンデンサ、Ｄ1はダイオード、Ｌ2は誘導コイ
ル、Ｑ2は制御トランジスタ、Ｕは電圧制御素子であ
り、本例ではツェナーダイオードＺＤで構成されてい
る。また、Ｃ1は結合用のコンデンサ、Ｒ2は電流制限用
の抵抗、Ｃ2は絶縁用のコンデンサで、これらの構成は
基本的に図３に示した従来例の場合と同様である。この
実施例の特徴は、従来例の起動抵抗Ｒ1に代えて、起動
回路としてＮチャンネル接合型のＦＥＴＱ3と固定抵抗
Ｒ3を組み合わせた定電流回路ＣＣが形成されているこ
とである。
端子、ＯＵＴは出力端子、ＧＮＤは接地端子、Ｑ1はス
イッチングトランジスタ、Ｌ1はチョークコイル、Ｃ0は
平滑用のコンデンサ、Ｄ1はダイオード、Ｌ2は誘導コイ
ル、Ｑ2は制御トランジスタ、Ｕは電圧制御素子であ
り、本例ではツェナーダイオードＺＤで構成されてい
る。また、Ｃ1は結合用のコンデンサ、Ｒ2は電流制限用
の抵抗、Ｃ2は絶縁用のコンデンサで、これらの構成は
基本的に図３に示した従来例の場合と同様である。この
実施例の特徴は、従来例の起動抵抗Ｒ1に代えて、起動
回路としてＮチャンネル接合型のＦＥＴＱ3と固定抵抗
Ｒ3を組み合わせた定電流回路ＣＣが形成されているこ
とである。
【００２２】Ｎチャンネル接合型のＦＥＴＱ3は、その
静特性としてドレイン・ソース間電圧ＶDSが変動しても
ゲート・ソース間電圧が一定ならば、飽和ドレイン電流
ＩDは殆ど一定であり、定電流回路としての作用を有す
る。
静特性としてドレイン・ソース間電圧ＶDSが変動しても
ゲート・ソース間電圧が一定ならば、飽和ドレイン電流
ＩDは殆ど一定であり、定電流回路としての作用を有す
る。
【００２３】したがって、入力電圧Ｖinが変動した場合
にも、このＦＥＴＱ3からツェナーダイオードＺＤを介
して流れる電流が一定電流になるので、ツェナー電圧Ｖ
zは安定化される。したがって、(１)式の関係から、出
力電圧Ｖoutも安定化される。
にも、このＦＥＴＱ3からツェナーダイオードＺＤを介
して流れる電流が一定電流になるので、ツェナー電圧Ｖ
zは安定化される。したがって、(１)式の関係から、出
力電圧Ｖoutも安定化される。
【００２４】また、入力電圧Ｖinが変動してもツェナー
ダイオードＺＤに流れる電流が一定であるから、従来に
比べてスイッチングトランジスタＱ1の駆動電力の無駄
な消費が低減され、効率が向上する。
ダイオードＺＤに流れる電流が一定であるから、従来に
比べてスイッチングトランジスタＱ1の駆動電力の無駄
な消費が低減され、効率が向上する。
【００２５】図２は、電圧制御素子Ｕとして、上記のツ
ェナーダイオードＺＤに代えてシャントレギュレータＩ
Ｃを用いたもので、これに応じて抵抗Ｒ3、コンデンサ
Ｃ2、および分圧抵抗Ｒ4，Ｒ5を設けている。他の構成
は図１の場合と同様である。
ェナーダイオードＺＤに代えてシャントレギュレータＩ
Ｃを用いたもので、これに応じて抵抗Ｒ3、コンデンサ
Ｃ2、および分圧抵抗Ｒ4，Ｒ5を設けている。他の構成
は図１の場合と同様である。
【００２６】上記のシャントレギュレータＩＣは、出力
電圧Ｖoutを抵抗Ｒ4，Ｒ5で分圧して得られる電圧と内
部の基準電圧とを比較し、その両電圧差によって内部抵
抗を連続的に変化させるものである。
電圧Ｖoutを抵抗Ｒ4，Ｒ5で分圧して得られる電圧と内
部の基準電圧とを比較し、その両電圧差によって内部抵
抗を連続的に変化させるものである。
【００２７】この場合も、Ｎチャンネル接合型のＦＥＴ
Ｑ3により定電流化が図られているから、ツェナーダイ
オードＺＤよりもさらに電圧安定度を向上させることが
できる。
Ｑ3により定電流化が図られているから、ツェナーダイ
オードＺＤよりもさらに電圧安定度を向上させることが
できる。
【００２８】
【発明の効果】本発明によれば、入力電圧が変動した場
合にも、Ｎチャンネル接合型のＦＥＴによって定電流化
されるので、出力電圧の安定度が高く、かつ、効率が大
幅に改善される等の優れた効果を奏する。
合にも、Ｎチャンネル接合型のＦＥＴによって定電流化
されるので、出力電圧の安定度が高く、かつ、効率が大
幅に改善される等の優れた効果を奏する。
【図１】本発明の実施例に係る自励式反転型のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの回路構成図である。
Ｃコンバータの回路構成図である。
【図２】本発明の他の実施例に係る自励式反転型のＤＣ
−ＤＣコンバータの回路構成図である。
−ＤＣコンバータの回路構成図である。
【図３】従来例に係る自励式反転型のＤＣ−ＤＣコンバ
ータの回路構成図である。
ータの回路構成図である。
ＩＮ…入力端子、ＯＵＴ…出力端子、Ｑ1…スイッチン
グトランジスタ、Ｌ1…チョークコイル、Ｌ2…誘導コイ
ル、Ｑ2…制御トランジスタ、ＣＣ…起動回路、Ｕ…電
圧制御素子、ＺＤ…ツェナーダイオード、ＩＣ…シャン
トレギュレータ、Ｑ3…Ｎチャンネル接合型ＦＥＴ。
グトランジスタ、Ｌ1…チョークコイル、Ｌ2…誘導コイ
ル、Ｑ2…制御トランジスタ、ＣＣ…起動回路、Ｕ…電
圧制御素子、ＺＤ…ツェナーダイオード、ＩＣ…シャン
トレギュレータ、Ｑ3…Ｎチャンネル接合型ＦＥＴ。
Claims (1)
- 【請求項１】 入力端子(ＩＮ)と出力端子(ＯＵＴ)との
間には、スイッチングトランジスタ(Ｑ1)とダイオード
(Ｄ1)とが直列に接続され、このスイッチングトランジ
スタ(Ｑ1)とダイオード(Ｄ1)との中点にはチョークコイ
ル(Ｌ1)が並列に接続され、前記スイッチングトランジ
スタ(Ｑ1)のベースは、前記チョークコイル(Ｌ1)と共に
巻回されたベース駆動用の誘導コイル(Ｌ2)に接続され
るとともに、このスイッチングトランジスタ(Ｑ1)の起
動用の制御トランジスタ(Ｑ2)のコレクタに接続され、
この制御トランジスタ(Ｑ2)のベースは、起動回路(Ｃ
Ｃ)を介して前記入力端子(ＩＮ)に接続されるととも
に、ツェナーダイオード等の電圧制御素子(Ｕ)を介して
出力端子(ＯＵＴ)に接続されているＤＣ−ＤＣコンバー
タにおいて、前記起動回路（ＣＣ）をＮチャンネル接合
型のＦＥＴ（Ｑ3）と固定抵抗（Ｒ3）とを組み合わせた
定電流回路としたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバー
タ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3001042A JP2976044B2 (ja) | 1991-01-09 | 1991-01-09 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3001042A JP2976044B2 (ja) | 1991-01-09 | 1991-01-09 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04251561A JPH04251561A (ja) | 1992-09-07 |
| JP2976044B2 true JP2976044B2 (ja) | 1999-11-10 |
Family
ID=11490508
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3001042A Expired - Lifetime JP2976044B2 (ja) | 1991-01-09 | 1991-01-09 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2976044B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100418367B1 (ko) * | 2001-06-14 | 2004-02-11 | 학교법인 청석학원 | 자려식 전원장치 |
-
1991
- 1991-01-09 JP JP3001042A patent/JP2976044B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04251561A (ja) | 1992-09-07 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
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