KR100418367B1 - 자려식 전원장치 - Google Patents

Abstract

본 출원은 직류-직류 변환 전원공급용 자려식 전원장치에 관한 것이다. 상기 장치는 크게 강압형, 승강압형 및 비반전 승강압형과 같이 세 개의 회로방식으로 나눌 수 있으며, 상기 회로들은 한 개의 스위치, 공유인덕터, 다이오드로 구성되는 자려식 스위치의 형태로 제공받아서, 상기 회로 내에 간단한 과전류 보호회로와 출력전압 제어회로를 포함한다.

Description

자려식 전원장치 { Self oscillation power supplies }

본 발명은 한 개의 스위치, 공유인덕터, 다이오드로 구성되는 자려식 스위치의 형태로 제공받아서, 상기 회로 내에 간단한 과전류 보호회로와 출력전압 제어회로를 포함하는 직류-직류 변환 전원공급용 자려식 전원장치에 관한 것이다.

최근 개인용 정보처리기기 및 정보통신기기 분야의 급속한 발달과 함께 관련 시스템은 더욱 소형·경량화가 요구되고 있는 실정이다. 특히 이동성과 기동성이 요구되는 휴대용 기기인 경우에는 밧데리와 같이 한정된 전력으로 동작하는 경우가 대부분이다. 따라서 한정된 전력을 여러 형태의 안정된 전력의 형태로 변환시켜주는 전원장치 분야에서는 고효율 및 소형·경량화 기술이 필수적이다.

일반적으로 시스템이 밧데리를 입력 전원으로 하고 있는 경우, 입력과 출력을 전기적으로 절연할 필요가 없고, 따라서 대부분 비절연형의 회로방식을 채택하고 있다. 또한 휴대형 전자기기의 경우, 정해진 밧데리의 이용 효율을 높이기 위해 시스템의 소비전력을 제한했기 때문에 시스템에 전력을 공급하는 전원장치에서도 소용량이면서 고효율의 특징이 요구된다. 그러나 일반적인 전원장치의 구조는 전력변환을 담당하는 DC-DC 컨버터 부분과 출력전압이나 전류를 안정하게 제어시키는 제어회로로 구성되어 있기 때문에 회로가 복잡하고, 제조원가가 높아지며, 전용의 제어용 반도체를 사용하기 때문에 넓은 동작온도와 같은 환경에서 제품의 신뢰성을 높일 수가 없다.

한편, RCC (Ringing Choke Converter) 및 Royer와 같은 자려식 회로방식은 스위칭 동작과 출력전압 제어가 간단한 회로에 의해 구현되기 때문에 별도의 제어용 IC가 필요하지 않아서 저가의 전원장치에 널리 사용되고 있다.

그러나 이러한 회로방식은 변압기의 1차와 2차가 전기적으로 절연되어 있어서 변압기 구조가 복잡해지고, 특히 Royer 회로인 경우 스위치가 2개이기 때문에 전체 회로가 복잡해지는 단점이 존재한다. 따라서 종래의 자려식 전원공급 장치는 교류전원을 입력으로 하거나, 입출력 전압차이가 높은 전원장치 회로방식에 적합하지만, 저전압을 입력으로 하는 전자기기의 전원공급 장치에는 부적합하다.

따라서 본 발명의 주목적은 상기와 같은 문제점을 해결한 직류-직류 변환 전원공급용 자려식 전원장치를 제공하는 것이다.

본 발명의 다른 목적은 낮은 제조 가격으로 소용량의 전원공급장치를 생산할 수 있는 기본 회로를 제공하는 것이다.

상기의 목적을 달성하기 위해서, 본 발명은 직류-직류 변환 전원공급용 자력식 전원장치에 있어서, 제 1정전압원의 정단자에 접속된 반도체 스위치와, 상기 반도체 스위치의 타단에 접속된 다이오드와, 상기 반도체 스위치와 상기 다이오드 사이에 병렬로 접속된 2개의 인덕터와, 상기 인덕터 중 일측의 인덕터와 상기 반도체 스위치 사이에 접속된 캐패시터와, 상기 캐패시터와 상기 반도체 스위치 사이에 접속된 기동저항과, 상기 다이오드의 부단자와 접속된 제 2정전압원을 포함하며, 상기 인덕터에 대응하는 타측 인덕터의 타단이 상기 제 1정전압의 부단자와 상기 제 2정전압의 정단자에 접속되어 구성되는 것을 특징으로 한다.

본 발명의 다른 일면에 따르면, 본 발명은 상기 반도체 스위치와 상기 일측의 인덕터와의 사이에 접속된 전류 검출저항과, 상기 저항의 양단에 접속된 NPN트랜지스터를 더 포함하며, 상기 NPN트랜지스터의 에미터 단자는 상기 전류 검출저항과 인덕터 사이에 접속되며, 상기 NPN트랜지스터의 베이스 단자는 베이스 저항을 거쳐서 상기 전류 검출저항과 상기 반도체 스위치 사이에 접속되며, 상기 콜렉터 단자는 상기 인덕터에 접속된 캐패시터와 상기 반도체 스위치 사이에 접속되어 구성된다.

도 1은 본 발명의 개념을 나타내기 위한 자려식 스위치의 기본 회로도.

도 2는 도 1의 자려식 스위치를 직류-직류 변환장치에 적용시킨 개념도.

도 3a 내지 3c는 상기의 자려식 스위치를 적용시킨 기능 블럭도.

도 4a 내지 4c는 상기의 기능 블럭도를 적용한 회로도.

도 5는 기동회로까지 포함시킨 도 4a의 승강압형 회로도.

도 6a 내지 6c는 도 5의 승강압형 회로가 정상상태에서 동작하는 경우, 각 상태별 등가회로.

도 6d는 상기의 승강압형 회로의 이론 동작 파형을 나타낸 도면.

도 7은 도 5의 기본 회로에 과전류 회로가 추가된 승강압형 회로도.

도 8은 도 7의 승강압형 회로에 출력전압 안정 회로를 포함시킨 회로도.

도 9a는 도 7의 회로에 대한 부하특성을 정리한 이론값을 나타낸 도면.

도 9b는 도 7의 회로에 대한 부하특성을 정리한 실험값을 나타낸 도면.

도 10a는 도 7의 회로에 대한 스위칭 주파수를 정리한 이론값을 나타낸 도면.

도 10b는 도 7의 회로에 대한 스위칭 주파수를 정리한 실험값을 나타낸 도면.

도 11은 도 8의 회로에 대한 스위칭 주파수 변화를 나타낸 도면.

도 12는 도 8의 회로에 대한 부하특성을 나타낸 도면.

도 13은 도 8의 회로에 대한 전력변환 효율을 나타낸 도면.

도 1에 본 발명의 기본 개념을 나타내기 위한, 자려식 스위치의 기본회로가 도시되어 있다. 자려식 스위치는 기본적으로 한 개의 공유인덕터(13, 14)와 반도체 스위치(12)및 다이오드(15)로 구성되어 있다. 도 2와 같이 자려식 스위치를 점선으로 감싸게 되면, 외부에 스위치 S, 인덕터 L, 다이오드 D의 세 개의 단자가 나타나게 된다. 본 발명의 자려식 스위치를 직류전압을 입출력으로 하는 DC-DC 컨버터 내부의 전력변환 스위치로 사용한다면, 정상상태에서 자려식 스위치는 도 2와 같이 두 개의 정전압원(10, 11) 사이에 위치하게 된다. 따라서 주어진 자려식 스위치의 위치와 입출력 전압의 극성을 적절히 변화시키면 도 3a, 3b, 3c에 나타나 있는 것과 같이, 기본 스위치 개념으로 구성된 자려식 DC-DC 컨버터의 기본회로 방식을 쉽게 구성할 수가 있다.

회로를 구성할 때, 다음과 같은 규칙이 적용된다. 즉, S 단자는 스위치이므로 항상 정전압원의 +부분에 위치시킨다. 또한 D 단자는 내부 다이오드가 순바이어스 될 수 있도록 정전압원의 -부분에 위치시킨다. 마지막으로 S 단자와 D 단자가 결정되고 남은 L 단자는 폐회로(Closed loop)가 형성될 수 있도록 전체 회로를 배치한다. 상기 방법에 의해 구성할 수 있는 기본 회로 방식은 도 3a, 3b에 나타나 있는 것과 같이 부 극성의 승강압형과 강압형이며, 자려식 스위치 2개를 직렬로 사용하면 도 3c와 같이 입출력 전압의 극성이 같은 정 극성 출력전압의 승강압형 회로를 구성 할 수 있다.

도 4a, 4b, 4c에는 도 3a, 3b, 3c의 자려식 스위치를 이용한 자려식 DC-DC 컨버터의 기본 개념을 회로로 구성한 것이다. 본 발명의 회로는 입출력 전압비와 출력전압의 극성에 따라 크게 승강압형(Buck-boost), 강압형(Buck) 및 비반전 승강압형(Non inverting buck-boost)과 같이 세 종류로 나눌 수 있다. 도면에서 알 수 있듯이, 승강압형, 강압형 회로는 기존에 사용되고 있는 회로 내에 존재하는 인덕터를 공유 인덕터로 변환시킨 형태가 된다는 것을 알 수 있다. 또한 도 4c는 자려식 스위치를 두 개 사용한 예이며, 이 경우 각각의 자려식 스위치 내부에 포함된 인덕터(14)가 회로 내에서 2개가 서로 직렬로 연결되어 있기 때문에 한 개로 합쳐질 수 있다. 따라서 한 개의 인덕터(14)와 두 개의 인덕터(13, 21)는 공유인덕터 (13, 14, 21)로 표현할 수 있으며, 이때 회로는 한 개의 코어 만으로 구성되기 때문에 전체 회로가 간단해진다.

이 결과 승압형과 강압형이 직렬로 연결된 형태가 되며, 기본적으로 도 4c의 회로는 입력전압과 출력전압비가 승압과 강압이 동시에 이루어지며, 동시에 출력전압(11)이 입력전압(10)과 극성이 같은 방향이기 때문에 비반전 출력 특성을 갖게 된다.

본 발명에서는 도 4a, 4b, 4c에 나타나 있는 세 개의 자려식 DC-DC 컨버터 회로방식 중에서, 비교적 회로가 간단하면서 음의 출력전압을 얻을 수 있는 승강압형 회로방식을 선택한 후, 동작원리을 설명하기 위해 정상상태 해석을 하였다. 우선 도 4a에 나타나 있는 자려식 승강압형 회로를 도 5에 나타나 있는 것과 같이 실제로 동작시키기 위한 회로로 구성하기 위해, 기동 저항 Rg를 추가하였다.

정상상태에서 도 5의 자려식 승강압형 컨버터는 도 6a, 6b와 같은 등가회로로 변환시킬 수 있다. 이때 등가회로는 다음과 같이 두 가지 가정을 하였다. 첫째로 반도체 스위치 및 다이오드와 같은 소자는 이상적인 스위치로 동작하며, 둘째로 회로의 출력에 위치하고 있는 커패시터 CF와 RL은 자체 시정수에 비해 동작 스위칭 주기가 무시할 정도로 작기 때문에 정전압원 Vo로 등가화 하였다.

도 6c에서는 도 5의 자려식 승강압형 회로가 정상상태에서 동작하는 경우 주요부분의 전압과 전류 파형을 나타내었다. 도 6a, 6b 및 6c로부터 정상상태에서 본 발명의 일시시예인 승강압형 컨버터의 동작은 다음과 같이 간단하게 설명할 수 있다.

먼저 스위치가 온 상태가 되면, 등가회로가 도 6a와 같아진다. 상기의 등가회로로부터 처음 회로에 입력전압 Vi가 인가되면 기동저항 Rg를 통해 전류가 MOSFET의 게이트의 기생 커패시터에 흐르게 되고, 게이트 전압 VGS가 상승하게되어 문턱전압 이상 되면, 스위치는 t0에서 턴 온 된다. 스위치 Q가 턴 온 되면 도 6c와 같이 인덕터 Lp와 La에 전압이 유기 되고, La에 의한 Q의 게이트 전압 VGS에 의해 스위치는 더욱 가속화하여 포화영역으로 들어가게 된다. 이때 다이오드 D는 역바이어스 상태이므로 턴 오프된다. 인덕터에는 일정한 입력전압이 인가되기 때문에 전류는 일정한 기울기를 갖고 상승하게 되며, 주요 부분의 전압과 전류 식은 다음과 같이 유도된다.

한편 스위치 Q를 통해 흐르는 전류 is는 직선적으로 증가하며 이때 is는 다음과 같이 표현된다.

단, gFS는 MOSFET의 forward transconductance이다.

수학식 3의 gFS가 일정하다고 가정하면, is가 직선적으로 증가할 때 게이트전압 VGS는 감소하게 되며, 스위치 Q는 더 이상 포화영역에서 동작하지 못하고 활성영역으로 이동하여 Q의 드레인-소스 전압인 VDS을 증가시키게 된다. 또 VDS에 의하여 Lp와 La에 걸리는 전압이 낮아지는데, 결과적으로 Q의 VGS을 더욱 낮추게 되어 스위치는 t1에서 턴 오프하게 된다.

다음, 스위치가 오프 상태가 되면, 도 6b와 같은 등가회로가 구성된다. 이때 인덕터 내부에 축적되었던 전류 에너지가 다이오드를 통하여 출력에 전달된다. 또한 공유인덕터에는 출력전압과 마찬가지로 음의 전압이 인가되기 때문에 시간에 따라 전류가 감소하게 되며, 인덕터와 다이오드에 흐르던 전류 iD 가 점점 감소하여 결국 0이 된다. 이때 인덕터의 전류가 0이 되면 Lp에 역기전력이 발생하게 되고, 그 전압이 La에 유기 되어 다시 스위치 Q를 턴 온 시킴으로서 스위칭 동작을 반복하게 된다. 이 상태에서 주요 부분의 전압, 전류는 다음과 같이 유도된다.

상기에서 논의된 자려식 승강압형 DC-DC 컨버터의 각 상태별 동작특성으로부터 정상상태 해석을 유도하기 위하여 다음과 같은 가정을 하였다. 우선 본 논문에서 논의되고 있는 자려식 승강압형 DC-DC 컨버터는 내부에서 발생되는 전력손실이 없으며, 따라서 이상적인 전력변환을 한다.

또한 공유인덕터에 사용된 코아는 포화하지 않으며, 인덕터의 결합율은 1이다. 위의 가정과 앞 절의 동작설명으로부터 회로내부에 존재하는 공유인덕터의 전압은 도 6c의 VL과 같이 양전압과 음전압이 서로 바뀌면서 걸리게 된다. 또한 정상상태에서는 VL 전압의 평균값이 0이 되어야하므로, 회로의 입력전압 Vi와 출력전압 VO의 전압비는 다음과 같이 시비율 D의 함수로 구할 수 있다.

단, 시비율 D는 다음 식과 같이 회로가 정상상태에서 일정한 스위칭 주파수에서 동작하는 경우, 한 주기 TS와 온 시간 TON의 비로 정의한다.

한편 스위치에 흐르는 전류 is의 최대치 IP는 부하전류 IO와 시비율 D에 의존하게 되며, 컨버터의 전력변환 효율이 100%라고 가정하면, 도 7의 이론 파형으로부터 IP는 다음과 같이 구할 수 있다.

수학식 2로부터 스위치 온 시간 TON은 다음과 같이 구할 수 있다.

따라서 수학식 7-9로부터 스위칭 주파수 fs는 다음과 같이 구할 수 있다.

수학식 10에서 입력전압 Vi와 출력 부하전류 IO 변동에 대해 출력전압 VO를 일정하게 하기 위해서는 스위칭주파수 fs를 변화시켜야 하며, 이때 출력 부하전류 IO와 스위칭주파수 fs는 반비례한다는 것을 알 수 있다.

도 6a, 6b의 정상상태 등가회로와 도 6c의 동작 파형에서 알 수 있듯이 인덕터에 흐르는 전류 iL은 항상 연속이지만 최소값은 0을 갖기 때문에, iL은 전류연속 모드와 전류불연속 모드의 경계면에 존재한다. 결국 부하전류나 스위치 온 시간에 의해 전류의 최대값은 변화되지만, 최소값은 0으로 고정되며, 따라서 과도한 전류 피크로부터 회로를 보호하기 위해서 인덕터 전류의 최대값을 제한할 필요가 있다.

도 7에 과전류 보호회로 기능을 갖는 자려식 승강압형 DC-DC 컨버터를 나타내었다. 상기의 도 7에서는 도 4의 기본회로에 트랜지스터 1개와 저항 2개를 추가하였으며, 과전류 보호기능은 다음과 같이 설명된다.

우선 주스위치 Q1이 턴온되어 스위치 전류 is 가 전류검출 저항 Rs를 통해 흐르게 되면, 전류 is 에 비례하는 전압이 발생한다. Rb에 의한 전압강하를 무시하면, 발생된 전압은 트랜지스터 Q2의 베이스와 에미터 사이의 전압 VBE에 걸리게 된다. 전류 is 가 증가하여 인가된 전압이 Q2를 동작시키면, Q1은 턴 오프 상태가 되어 회로는 과전류로부터 보호받게 된다. 도 8의 회로에서 주스위치에 흐르는 전류 is의 최대치를 IP라고 하면, 정상상태에서 스위칭 주기 Ts 및 IP는 각각 다음 식으로 나타낼 수 있다.

수학식 11, 12로부터 스위칭 주파수 fs와 출력 부하전류 Io의 함수로 나타내면, 다음 식과 같이 표현된다.

도 9a에 4가지 종류의 입력전압에 대해 부하저항이 가변 되었을 때, 스위칭 주파수의 변화를 수학식 13으로부터 얻어낸 결과를 보여주고 있다. 또한 도 9b에서는 자려식 승강압형 DC-DC 컨버터의 실험회로를 제작하여 측정된 실험결과를 나타내었다. 도 9a와 도 9b로부터 실험결과와 수식에 의한 이론결과가 잘 일치하고 있음을 알 수 있으며, 부하전류와 스위칭 주파수는 반비례한다는 것도 보여주고 있다. 특히 부하전류에 대해 감소하고 있는 스위칭 주파수는 이론결과와 실험결과 모두 입력전압에 관계 없이 부하전류가 0.8A 부근에서 0이 된다는 것을 알 수 있다. 이 것은 수학식 13에서 부하전류 Io와 전류검출 저항 Rs의 관계가 수학식 14와 같은 조건이 되면, 수학식 13의 우변은 입력전압과 관계없이 0이 되기 때문이다.

본 발명의 일실시예인 경우, 전류검출 저항 Rs의 값이 0.5Ω이기 때문에 제한되는 부하전류 값은 대략 0.8A가 된다. 한편 부하전류 및 입력전압에 대한 출력전압 Vo의 관계식은 상기의 수학식의 결과로부터 다음과 같이 구할 수 있다.

도 10a에는 각각의 입력전압에 대해 부하전류와 출력전압의 변화를 수학식 15를 이용해 나타낸 것이다. 도 10b에는 같은 조건에서 실험결과를 나타낸 실험회로의 부하특성을 보여주고 있다. 도면으로부터 본 발명의 일실시예인 자려식 승강압형 컨버터는 일정한 입력전압의 조건에서 부하전류가 증가하면, 출력전압과 스위칭 주파수가 함께 감소한다는 것을 알 수 있었다. 특히 도 9a, 도 9b에서도 수학식 14의 조건 때문에 부하전류가 0.8A 되면, 출력전압이 0이 된다. 또한 입력전압 Vi와 부하전류 IO 변동에 대해 출력전압 VO를 일정하게 하기 위해서는 스위칭주파수 fs를 변화시켜야 한다는 것을 알 수 있다.

본 발명의 일실시예인 자려식 승강압형 컨버터를 검증하기 위하여 최대출력이 50W급인 컨버터를 제작하여 실험을 하였다. 도 8에 본 발명의 실험에 사용된 자려식 승강압형 컨버터 회로가 나타나 있다. 도 8의 실험회로는 도 7의 과전류 보호회로에 정전압 회로가 추가되었다. 상기의 도 8에서 인덕터 LP에 권선 Lb와 커패시터 Cb를 추가하여 커패시터 Cb의 전압이 출력전압 VO와 비례하도록 하였다. 다음 비례된 전압은 정전압 다이오드 Dz를 거쳐서 트랜지스터 Q2의 베이스에 연결되었기 때문에, 커패시터 Cb의 전압이 Dz의 제너 전압보다 높아지게 되면 트랜지스터 Q2가 턴온 되어 주스위치 Q1이 턴 오프되면서 출력전압이 낮아지게 된다.

도 11에는 일정한 입력전압이 인가되어 있는 경우, 부하 전류의 변화에 대한 스위칭 주파수를 수학식 13에서 얻은 이론 값과 실험 값을 비교한 결과를 나타내었다. 도면으로부터 두 개의 결과가 비교적 잘 일치하고 있다는 것을 알 수 있었다.

도 12에는 본 발명의 일실시예인 실험회로로부터 얻은 부하특성을 나타내었다. 도 8의 실험회로는 일정한 입력전압이 각각 40, 48, 60V로 인가된 상태에서도 출력전압은 부하변동에 대해 50V로 비교적 일정하게 유지되고 있다는 것을 알 수 있다.

또한 같은 조건에서 컨버터의 전력변환 효율을 측정하여 도 13에 나타내었다. 효율 특성에서 알 수 있듯이 컨버터의 출력이 높아질수록 효율도 비례하고 있으며 정상범위에서 85%이상, 최대 90%의 비교적 높은 효율을 나타내고 있음을 알 수 있다.

본 발명의 직류-직류 변환 전원공급용 자려식 전원장치에 따르면, 밧데리를 입력으로 하는 소용량의 전원공급장치 및 낮은 제조 가격의 전원장치를 구성하면서도 높은 전력변환 효율과 안정된 출력전압, 그리고 과전류 보호회로가 자연스럽게 구성된다. 또한 본 발명의 자려식 전원장치는 한 개의 반도체 스위치, 공유인덕터, 다이오드로 구성되는 자려식 스위치의 블럭을 이용하면 간단히 강압형, 승강압형 및 비반전 승강압형과 같은 세 개의 회로방식이 구성되며, 상기 회로 내에 간단한 과전류 보호회로와 출력전압 제어회로를 포함시킬 수 있다. 전체 회로를 구성할 때 필요한 소자수가 적고, 집적회로소자를 사용하지 않기 때문에 시스템의 수명이 길어지고, 제품의 신뢰도가 높아진다.

Claims (5)

1. 직류-직류 변환 전원공급용 자력식 전원장치에 있어서,

   제 1정전압원의 정단자에 접속된 반도체 스위치와,

   상기 반도체 스위치의 타단에 접속된 다이오드와,

   상기 반도체 스위치와 상기 다이오드 사이에 병렬로 접속된 2개의 인덕터와,

   상기 인덕터 중 일측의 인덕터와 상기 반도체 스위치 사이에 접속된 캐패시터와,

   상기 캐패시터와 상기 반도체 스위치 사이에 접속된 기동저항과,

   상기 다이오드의 부단자와 접속된 제 2정전압원을 포함하며,

   상기 인덕터에 대응하는 타측 인덕터의 타단이 상기 제 1정전압의 부단자와 상기 제 2정전압의 정단자에 접속되어 구성되는 것을 특징으로 하는 직류-직류 변환 전원공급용 자력식 전원장치.
2. 제 1항에 있어서,

   상기 반도체 스위치와 상기 일측의 인덕터와의 사이에 접속된 전류 검출저항과,

   상기 저항의 양단에 접속된 NPN트랜지스터를 더 포함하며,

   상기 NPN트랜지스터의 에미터 단자는 상기 전류 검출저항과 인덕터 사이에 접속되며,

   상기 NPN트랜지스터의 베이스 단자는 베이스 저항을 거쳐서 상기 전류 검출저항과 상기 반도체 스위치 사이에 접속되며,

   상기 콜렉터 단자는 상기 인덕터에 접속된 캐패시터와 상기 반도체 스위치 사이에 접속되어 구성되는 것을 특징으로 하는 직류-직류 변환 전원공급용 자력식 전원장치.
3. 제 2항에 있어서,

   상기 NPN트랜지스터의 베이스 단자에 접속된 제너다이오드와,

   상기 제너다이오드와 접속된 다이오드를 더 포함하며,

   상기 에미터 단자는 상기 제너다이오드와 상기 다이오드 사이에 병렬로 접속된 캐패시터와 접속되며,

   상기 다이오드의 부단자는 인덕터를 거쳐 상기 NPN트랜지스터의 콜렉터 단자와 접속되어 구성되는 것을 특징으로 하는 직류-직류 변환 전원공급용 자력식 전원장치.
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