JPH0591732A - 降圧型ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
降圧型ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
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- JPH0591732A JPH0591732A JP24786191A JP24786191A JPH0591732A JP H0591732 A JPH0591732 A JP H0591732A JP 24786191 A JP24786191 A JP 24786191A JP 24786191 A JP24786191 A JP 24786191A JP H0591732 A JPH0591732 A JP H0591732A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 入力電圧が低下しても、降圧型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータを安定且つ高効率で動作させること。 【構成】 ＭＯＳトランジスタＴＲがオンの期間に直流
電源ＥからのエネルギーをリアクトルＬ1に蓄積する。
ＭＯＳトランジスタＴＲがオフの期間に、リアクトルＬ
1に蓄積されたエネルギーによりコンデンサＣ2を充電
し、入力電圧Ｖinと加算される極性の電圧ＶC2が作ら
れ、和の電圧（Ｖin＋ＶC2）がパルス幅変調回路ＰＭへ
供給される。パルス幅変調回路ＰＭは、この和の電圧に
対応する高さを持ち所要の時比率のパルスをＭＯＳトラ
ンジスタＴＲのゲートに加える。
ンバータを安定且つ高効率で動作させること。 【構成】 ＭＯＳトランジスタＴＲがオンの期間に直流
電源ＥからのエネルギーをリアクトルＬ1に蓄積する。
ＭＯＳトランジスタＴＲがオフの期間に、リアクトルＬ
1に蓄積されたエネルギーによりコンデンサＣ2を充電
し、入力電圧Ｖinと加算される極性の電圧ＶC2が作ら
れ、和の電圧（Ｖin＋ＶC2）がパルス幅変調回路ＰＭへ
供給される。パルス幅変調回路ＰＭは、この和の電圧に
対応する高さを持ち所要の時比率のパルスをＭＯＳトラ
ンジスタＴＲのゲートに加える。
Description
【０００１】
【発明の利用分野】この発明は、スイッチを断続させて
入力電圧を所要の出力電圧に変換するスイッチト・キャ
パシタＤＣ−ＤＣコンバータに関し、特に、入力−出力
間の電位差の小さいこのような降圧型スイッチト・キャ
パシタＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
入力電圧を所要の出力電圧に変換するスイッチト・キャ
パシタＤＣ−ＤＣコンバータに関し、特に、入力−出力
間の電位差の小さいこのような降圧型スイッチト・キャ
パシタＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】直流電源に、出力用コンデンサと該出力
用コンデンサの端子電圧を制御するＭＯＳトランジスタ
とを直列に接続したスイッチト・キャパシタＤＣ−ＤＣ
コンバータは、降圧型と昇圧型の２つに分けられる。
用コンデンサの端子電圧を制御するＭＯＳトランジスタ
とを直列に接続したスイッチト・キャパシタＤＣ−ＤＣ
コンバータは、降圧型と昇圧型の２つに分けられる。
【０００３】図４は、本願の出願人の出願に係る特願平
２−１６７８００号に開示された降圧型スイッチト・キ
ャパシタＤＣ−ＤＣコンバータの基本的な構成を示す回
路図である。同図において、直流電源Ｅに第１リアクト
ルＬ1とコンデンサＣ1と第２リアクトルＬ2とが直列に
接続される。コンデンサＣ1と第２のリアクトルＬ2との
直列回路には、第１のスイッチＳ1と出力用コンデンサ
ＣOとの直列回路が並列に接続され、出力用コンデンサ
ＣOに並列に負荷ＲLが接続される。更に、第２のスイッ
チＳ2が、第１のスイッチＳ1とコンデンサＣ1との直列
回路に並列に接続される。
２−１６７８００号に開示された降圧型スイッチト・キ
ャパシタＤＣ−ＤＣコンバータの基本的な構成を示す回
路図である。同図において、直流電源Ｅに第１リアクト
ルＬ1とコンデンサＣ1と第２リアクトルＬ2とが直列に
接続される。コンデンサＣ1と第２のリアクトルＬ2との
直列回路には、第１のスイッチＳ1と出力用コンデンサ
ＣOとの直列回路が並列に接続され、出力用コンデンサ
ＣOに並列に負荷ＲLが接続される。更に、第２のスイッ
チＳ2が、第１のスイッチＳ1とコンデンサＣ1との直列
回路に並列に接続される。
【０００４】この回路において、第１のスイッチＳ1と
第２のスイッチＳ2とを逆相関係でオン、オフすると、
即ち、第１のスイッチＳ1がオンのとき第２のスイッチ
Ｓ2がオフであり、第１のスイッチＳ1がオフのとき第２
のスイッチＳ2がオンであるように第１、第２のスイッ
チＳ1、Ｓ2を作動させると、このＤＣ−ＤＣコンバータ
の出力用コンデンサＣ0の両端の電圧（以下、出力電圧
という）Ｄoutと直流電源Ｅの出力電圧（以下、入力電
圧という）Ｄinとの比は時比率ｄ、即ち、スイッチＳ1
のオン・オフ周期Ｔに対するオン周期ＴONの比に等し
い。即ち Ｄout／Ｄin ＝ ＴON／Ｔ ＝ ｄ である。したがって、時比率ｄを０から１までの任意の
値に設定することにより、ＤoutをＤin以下の任意の値
に降圧させることができる。
第２のスイッチＳ2とを逆相関係でオン、オフすると、
即ち、第１のスイッチＳ1がオンのとき第２のスイッチ
Ｓ2がオフであり、第１のスイッチＳ1がオフのとき第２
のスイッチＳ2がオンであるように第１、第２のスイッ
チＳ1、Ｓ2を作動させると、このＤＣ−ＤＣコンバータ
の出力用コンデンサＣ0の両端の電圧（以下、出力電圧
という）Ｄoutと直流電源Ｅの出力電圧（以下、入力電
圧という）Ｄinとの比は時比率ｄ、即ち、スイッチＳ1
のオン・オフ周期Ｔに対するオン周期ＴONの比に等し
い。即ち Ｄout／Ｄin ＝ ＴON／Ｔ ＝ ｄ である。したがって、時比率ｄを０から１までの任意の
値に設定することにより、ＤoutをＤin以下の任意の値
に降圧させることができる。
【０００５】実際の降圧型のスイッチト・キャパシタ型
ＤＣ−ＤＣコンバータは出力電圧安定化のための制御回
路ＳＣを備え、例えば図５のＡに示す回路構成を有す
る。同図において、Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタ
ＴＲが第１のスイッチＳ1として、ダイオードＤ1が第２
のスイッチＳ2としてそれぞれ使用される。制御回路Ｓ
Ｃにおいて、出力電圧Ｖoutは２個の直列の抵抗ｒ1、ｒ
2によって分圧され、その分圧された電圧Ｖと基準電圧
ＶRとが比較器ＣＰで比較され、電圧Ｖと基準電圧ＶRと
の差の電圧ＶDが作られて、パルス幅変調回路ＰＭの１
つの入力端子Ｔ1に入力される。パルス変調回路ＰＭの
他の入力端子Ｔ2には、入力電圧Ｖinが供給される。こ
うして、パルス変調回路ＰＭは、差電圧ＶDに応じた幅
を持ち入力電圧Ｖinに相当する高さを持つ一連の正のパ
ルス電圧（図５のＢを参照されたい）を出力端子Ｔ3か
ら出力し、これを保護抵抗ｒ3を介してＭＯＳトランジ
スタＴＲのゲートに加える。これにより、正のパルスが
ＭＯＳトランジスタＴＲのゲートに印加されている期
間、ＭＯＳトランジスタＴＲはオンとなり、ダイオード
Ｄ1はオフとなる。
ＤＣ−ＤＣコンバータは出力電圧安定化のための制御回
路ＳＣを備え、例えば図５のＡに示す回路構成を有す
る。同図において、Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタ
ＴＲが第１のスイッチＳ1として、ダイオードＤ1が第２
のスイッチＳ2としてそれぞれ使用される。制御回路Ｓ
Ｃにおいて、出力電圧Ｖoutは２個の直列の抵抗ｒ1、ｒ
2によって分圧され、その分圧された電圧Ｖと基準電圧
ＶRとが比較器ＣＰで比較され、電圧Ｖと基準電圧ＶRと
の差の電圧ＶDが作られて、パルス幅変調回路ＰＭの１
つの入力端子Ｔ1に入力される。パルス変調回路ＰＭの
他の入力端子Ｔ2には、入力電圧Ｖinが供給される。こ
うして、パルス変調回路ＰＭは、差電圧ＶDに応じた幅
を持ち入力電圧Ｖinに相当する高さを持つ一連の正のパ
ルス電圧（図５のＢを参照されたい）を出力端子Ｔ3か
ら出力し、これを保護抵抗ｒ3を介してＭＯＳトランジ
スタＴＲのゲートに加える。これにより、正のパルスが
ＭＯＳトランジスタＴＲのゲートに印加されている期
間、ＭＯＳトランジスタＴＲはオンとなり、ダイオード
Ｄ1はオフとなる。
【０００６】したがって、抵抗ｒ1と抵抗ｒ2との比を適
宜選定し、それに応じた差電圧ＶDによってＭＯＳトラ
ンジスタＴＲのゲート電圧を制御して時比率を所定の値
に保つことによって、出力電圧Ｖoutを所要の値に保持
することができる。また、抵抗ｒ1とｒ2との比又は基準
電圧ＶRを変え、したがって差電圧ＶDを変えることによ
り、出力電圧Ｖoutを変更することができる。
宜選定し、それに応じた差電圧ＶDによってＭＯＳトラ
ンジスタＴＲのゲート電圧を制御して時比率を所定の値
に保つことによって、出力電圧Ｖoutを所要の値に保持
することができる。また、抵抗ｒ1とｒ2との比又は基準
電圧ＶRを変え、したがって差電圧ＶDを変えることによ
り、出力電圧Ｖoutを変更することができる。
【０００７】図５においては、ＮチャンネルＭＯＳトラ
ンジスタＴＲの駆動電圧ＶGSは実質的に入力電圧Ｖinと
出力電圧Ｖoutとの差に等しく、駆動電圧ＶGSは通常は
数ボルト必要である。もし、駆動電圧ＶGSが低下する
と、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＴＲのドレインと
ソースとの間のオン抵抗が増加し、ＭＯＳトランジスタ
ＴＲが発熱する。換言すれば、入力電圧Ｖinと出力電圧
Ｖoutとの差が小さい場合、ＭＯＳトランジスタＴＲが
発熱を起こし、ＤＣ−ＤＣコンバータ全体の効率を低下
させる原因になっている。実際、図５の回路において、
出力電圧Ｖoutを５Ｖとし、入力電圧Ｖinを７Ｖから１
６Ｖまで変化させたところ、Ｖinが９Ｖよりも小さくな
るとＭＯＳトランジスタＴＲが発熱することが確認され
た。
ンジスタＴＲの駆動電圧ＶGSは実質的に入力電圧Ｖinと
出力電圧Ｖoutとの差に等しく、駆動電圧ＶGSは通常は
数ボルト必要である。もし、駆動電圧ＶGSが低下する
と、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＴＲのドレインと
ソースとの間のオン抵抗が増加し、ＭＯＳトランジスタ
ＴＲが発熱する。換言すれば、入力電圧Ｖinと出力電圧
Ｖoutとの差が小さい場合、ＭＯＳトランジスタＴＲが
発熱を起こし、ＤＣ−ＤＣコンバータ全体の効率を低下
させる原因になっている。実際、図５の回路において、
出力電圧Ｖoutを５Ｖとし、入力電圧Ｖinを７Ｖから１
６Ｖまで変化させたところ、Ｖinが９Ｖよりも小さくな
るとＭＯＳトランジスタＴＲが発熱することが確認され
た。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】したがって、こうした
降圧型スイッチト・キャパシタＤＣ−ＤＣコンバータに
おいて、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタのゲートに、
制御された電圧をどのようにして供給するかを解明する
ことが望まれていた。
降圧型スイッチト・キャパシタＤＣ−ＤＣコンバータに
おいて、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタのゲートに、
制御された電圧をどのようにして供給するかを解明する
ことが望まれていた。
【０００９】この発明は上記の課題を解決するために成
されたもので、直流電源から供給される電圧が低い場合
にも、効率が下がらずに安定した高効率のＤＣ−ＤＣコ
ンバータを提供することを目的とする。
されたもので、直流電源から供給される電圧が低い場合
にも、効率が下がらずに安定した高効率のＤＣ−ＤＣコ
ンバータを提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、この発明に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、
少なくとも１つのスイッチをＭＯＳトランジスタで構成
し、直流電源に接続する手段と、ＭＯＳトランジスタが
オンの期間に直流電源からのエネルギーを蓄積する少な
くとも１つのリアクトルと、直流電源にリアクトル及び
ＭＯＳトランジスタを介して接続されていて負荷に電流
を供給する出力用コンデンサと、出力用コンデンサの出
力電圧に対応する電圧が入力され、所要の時比率のパル
スを前記ＭＯＳトランジスタのゲートに加えるパルス幅
変調回路とを少なくとも備えている。この降圧型ＤＣ−
ＤＣコンバータは更に、リアクトルに蓄積されたエネル
ギーをＭＯＳトランジスタがオフの期間に受け取り利用
して、直流電源の電圧と加算される極性の電圧を作り、
この電圧と直流電源の出力電圧との和の電圧をパルス幅
変調回路へ供給する電圧供給回路を備えており、この和
の電圧に対応する高さのパルスをＭＯＳトランジスタに
印加するようにしたことを特徴とする。
めに、この発明に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、
少なくとも１つのスイッチをＭＯＳトランジスタで構成
し、直流電源に接続する手段と、ＭＯＳトランジスタが
オンの期間に直流電源からのエネルギーを蓄積する少な
くとも１つのリアクトルと、直流電源にリアクトル及び
ＭＯＳトランジスタを介して接続されていて負荷に電流
を供給する出力用コンデンサと、出力用コンデンサの出
力電圧に対応する電圧が入力され、所要の時比率のパル
スを前記ＭＯＳトランジスタのゲートに加えるパルス幅
変調回路とを少なくとも備えている。この降圧型ＤＣ−
ＤＣコンバータは更に、リアクトルに蓄積されたエネル
ギーをＭＯＳトランジスタがオフの期間に受け取り利用
して、直流電源の電圧と加算される極性の電圧を作り、
この電圧と直流電源の出力電圧との和の電圧をパルス幅
変調回路へ供給する電圧供給回路を備えており、この和
の電圧に対応する高さのパルスをＭＯＳトランジスタに
印加するようにしたことを特徴とする。
【００１１】この発明の一実施例においては、降圧型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータは、直流電源に接続する手段と第１
のリアクトルと第１のコンデンサと第２のリアクトルと
をこの順に直列に接続した回路と、第１のスイッチと出
力用コンデンサとの直列回路であって、第１のコンデン
サと第２のリアクトルとの直列回路に並列に接続された
回路と、出力用コンデンサに並列に接続された負荷と、
第１のスイッチと第１のコンデンサとの直列回路に並列
に接続された第２のスイッチと、出力用コンデンサの出
力電圧に対応する電圧が入力され、所要の時比率のパル
スを第１のスイッチに加えるパルス幅変調回路と具備し
ており、第１のスイッチとしてＭＯＳトランジスタを使
用し、該ＭＯＳトランジスタがオンの期間にエネルギー
を第１のリアクトルに蓄積する。
Ｃ−ＤＣコンバータは、直流電源に接続する手段と第１
のリアクトルと第１のコンデンサと第２のリアクトルと
をこの順に直列に接続した回路と、第１のスイッチと出
力用コンデンサとの直列回路であって、第１のコンデン
サと第２のリアクトルとの直列回路に並列に接続された
回路と、出力用コンデンサに並列に接続された負荷と、
第１のスイッチと第１のコンデンサとの直列回路に並列
に接続された第２のスイッチと、出力用コンデンサの出
力電圧に対応する電圧が入力され、所要の時比率のパル
スを第１のスイッチに加えるパルス幅変調回路と具備し
ており、第１のスイッチとしてＭＯＳトランジスタを使
用し、該ＭＯＳトランジスタがオンの期間にエネルギー
を第１のリアクトルに蓄積する。
【００１２】この実施例のＤＣ−ＤＣコンバータは、第
１のリアクトルに蓄積されたエネルギーをＭＯＳトラン
ジスタがオフの期間に受け取って、直流電源の電圧と加
算される極性の電圧を作り、この電圧と直流電源の出力
電圧との和の電圧をパルス幅変調回路へ供給する電圧供
給回路を更に具備し、この和の電圧に対応する高さのパ
ルスをＭＯＳトランジスタのゲートに加えるようにした
ことを特徴とする。
１のリアクトルに蓄積されたエネルギーをＭＯＳトラン
ジスタがオフの期間に受け取って、直流電源の電圧と加
算される極性の電圧を作り、この電圧と直流電源の出力
電圧との和の電圧をパルス幅変調回路へ供給する電圧供
給回路を更に具備し、この和の電圧に対応する高さのパ
ルスをＭＯＳトランジスタのゲートに加えるようにした
ことを特徴とする。
【００１３】電圧供給回路を、付加コンデンサと整流用
ダイオードとの直列回路を第１のリアクトルに並列に接
続し、付加コンデンサと整流用ダイオードとの接続点を
パルス変調回路の入力端子に接続することにより構成し
てもよい。
ダイオードとの直列回路を第１のリアクトルに並列に接
続し、付加コンデンサと整流用ダイオードとの接続点を
パルス変調回路の入力端子に接続することにより構成し
てもよい。
【００１４】
【作用】この発明に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ
は、第１のリアクトルに蓄積されたエネルギーをＭＯＳ
トランジスタがオフの期間に受け取って、直流電源の電
圧と加算される極性の電圧を作り、この電圧と直流電源
の出力電圧との和の電圧をパルス幅変調回路へ供給する
電圧供給回路を具備し、この和の電圧に、ＭＯＳトラン
ジスタに加わるパルスの高さを対応させるようにしたの
で、入力電圧が低下しても、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバー
タは高効率で安定に動作する。
は、第１のリアクトルに蓄積されたエネルギーをＭＯＳ
トランジスタがオフの期間に受け取って、直流電源の電
圧と加算される極性の電圧を作り、この電圧と直流電源
の出力電圧との和の電圧をパルス幅変調回路へ供給する
電圧供給回路を具備し、この和の電圧に、ＭＯＳトラン
ジスタに加わるパルスの高さを対応させるようにしたの
で、入力電圧が低下しても、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバー
タは高効率で安定に動作する。
【００１５】
【実施例】以下、図１により、この発明に係る降圧型ス
イッチト・キャパシタＤＣ−ＤＣコンバータの一実施例
を詳細に説明する。図１のＡから明らかなように、この
降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、図５のＡのコンバータ
に更に、直流電源Ｅの正端子とパルス幅変調回路ＰＭ
の入力端子Ｔ2との間に付加コンデンサＣ2を接続すると
共に、第１のリアクトルＬ1とコンデンサＣ1との接続
点に整流用ダイオードＤ2のアノードを接続し、そのカ
ソードを入力端子Ｔ2に接続するようにした電圧供給回
路ＶＳを備える。
イッチト・キャパシタＤＣ−ＤＣコンバータの一実施例
を詳細に説明する。図１のＡから明らかなように、この
降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、図５のＡのコンバータ
に更に、直流電源Ｅの正端子とパルス幅変調回路ＰＭ
の入力端子Ｔ2との間に付加コンデンサＣ2を接続すると
共に、第１のリアクトルＬ1とコンデンサＣ1との接続
点に整流用ダイオードＤ2のアノードを接続し、そのカ
ソードを入力端子Ｔ2に接続するようにした電圧供給回
路ＶＳを備える。
【００１６】次に、図１のＡの電圧供給回路ＶＳの動作
を説明する。なお、その他の構成要素の動作は、既に説
明した図５の回路の動作と同じであるから、ここでは省
略する。ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＴＲをオンさ
せると、直流電源Ｅは第１のリアクトルＬ1を介して出
力用コンデンサＣ0を充電する。この充電時のエネルギ
ーは第１のリアクトルＬ1に蓄えられる。コンデンサＣ1
は、オンとなったＭＯＳトランジスタＴＲを介して放電
して出力用コンデンサＣ0を充電し、その時の充電のエ
ネルギーは第２のリアクトルＬ2に蓄積される。
を説明する。なお、その他の構成要素の動作は、既に説
明した図５の回路の動作と同じであるから、ここでは省
略する。ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＴＲをオンさ
せると、直流電源Ｅは第１のリアクトルＬ1を介して出
力用コンデンサＣ0を充電する。この充電時のエネルギ
ーは第１のリアクトルＬ1に蓄えられる。コンデンサＣ1
は、オンとなったＭＯＳトランジスタＴＲを介して放電
して出力用コンデンサＣ0を充電し、その時の充電のエ
ネルギーは第２のリアクトルＬ2に蓄積される。
【００１７】一方、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＴ
Ｒがオフにされると、第１のリアクトルＬ1はエネルギ
ーを放出してコンデンサＣ1を充電する。その際、第１
のリアクトルＬ1から放出されたエネルギーの一部は、
整流用ダイオードＤ２を介して付加コンデンサＣ2にも
蓄積される。また、第２のリアクトルＬ2はダイオード
Ｄ1を介して出力用コンデンサＣ0を充電する。
Ｒがオフにされると、第１のリアクトルＬ1はエネルギ
ーを放出してコンデンサＣ1を充電する。その際、第１
のリアクトルＬ1から放出されたエネルギーの一部は、
整流用ダイオードＤ２を介して付加コンデンサＣ2にも
蓄積される。また、第２のリアクトルＬ2はダイオード
Ｄ1を介して出力用コンデンサＣ0を充電する。
【００１８】つまり、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ
ＴＲがオンのときに第１のリアクトルＬ1に蓄積された
エネルギーの一部を、ＭＯＳトランジスタＴＲがオフの
ときに整流用ダイオードＤ2を介して付加コンデンサＣ2
に蓄積し、付加コンデンサＣ2の両端間の電圧ＶC2と入
力電圧Ｖinとの和の電圧をパルス幅変調回路ＰＭの入力
端子Ｔ2に供給する。パルス幅変調回路ＰＭは、この和
の電圧に対応した高さのパルス（図１のＢを参照された
い）をＭＯＳトランジスタＴＲのゲートに駆動電圧ＶGS
として加える。
ＴＲがオンのときに第１のリアクトルＬ1に蓄積された
エネルギーの一部を、ＭＯＳトランジスタＴＲがオフの
ときに整流用ダイオードＤ2を介して付加コンデンサＣ2
に蓄積し、付加コンデンサＣ2の両端間の電圧ＶC2と入
力電圧Ｖinとの和の電圧をパルス幅変調回路ＰＭの入力
端子Ｔ2に供給する。パルス幅変調回路ＰＭは、この和
の電圧に対応した高さのパルス（図１のＢを参照された
い）をＭＯＳトランジスタＴＲのゲートに駆動電圧ＶGS
として加える。
【００１９】したがって、入力電圧Ｖinが低下しても、
ＭＯＳトランジスタＴＲのゲートには、入力電圧Ｖinと
付加コンデンサの電圧ＶC2との和の電圧に対応した高さ
のパルスが供給されるので、この発明の降圧型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータは、従来のものに比べて、発熱し難く、し
かも高効率で安定に動作することができる。
ＭＯＳトランジスタＴＲのゲートには、入力電圧Ｖinと
付加コンデンサの電圧ＶC2との和の電圧に対応した高さ
のパルスが供給されるので、この発明の降圧型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータは、従来のものに比べて、発熱し難く、し
かも高効率で安定に動作することができる。
【００２０】図２は、図１のＡに示された降圧型ＤＣ−
ＤＣコンバータにおいて、出力電圧を５Ｖ、出力電流を
１Ａとして、入力電圧を４Ｖから１８Ｖまで変化させた
ときの入力電圧と出力電圧との関係を、また図３は、入
力電圧と効率との関係をそれぞれ従来のものと対比して
示したものである。これらの図において、実線はこの発
明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの、点線は従来のものの
特性をそれぞれ示している。このように特性が改善され
たので、図１の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて
は、入力電圧が７Ｖまで低下してもＭＯＳトランジスタ
ＴＲは発熱しなかった。これにより、この発明に係る降
圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力電圧が低下しても、
安定した高い効率の動作を維持することがわかる。
ＤＣコンバータにおいて、出力電圧を５Ｖ、出力電流を
１Ａとして、入力電圧を４Ｖから１８Ｖまで変化させた
ときの入力電圧と出力電圧との関係を、また図３は、入
力電圧と効率との関係をそれぞれ従来のものと対比して
示したものである。これらの図において、実線はこの発
明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの、点線は従来のものの
特性をそれぞれ示している。このように特性が改善され
たので、図１の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて
は、入力電圧が７Ｖまで低下してもＭＯＳトランジスタ
ＴＲは発熱しなかった。これにより、この発明に係る降
圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力電圧が低下しても、
安定した高い効率の動作を維持することがわかる。
【００２１】
【発明の効果】上記のとおり、直流電源とパルス幅変調
回路との間に、第１のリアクトルの逆方向のエネルギー
を蓄積して、入力電圧と加算される極性の電圧を作り、
この電圧をパルス幅変調回路へ供給する回路を設けたの
で、この電圧をＭＯＳトランジスタの駆動電圧として利
用することができる。したがって、入力電圧が低下した
ときにもＭＯＳトランジスタの発熱を回避することが可
能になり、ＤＣ−ＤＣコンバータを安定且つ高効率に動
作させることができる。
回路との間に、第１のリアクトルの逆方向のエネルギー
を蓄積して、入力電圧と加算される極性の電圧を作り、
この電圧をパルス幅変調回路へ供給する回路を設けたの
で、この電圧をＭＯＳトランジスタの駆動電圧として利
用することができる。したがって、入力電圧が低下した
ときにもＭＯＳトランジスタの発熱を回避することが可
能になり、ＤＣ−ＤＣコンバータを安定且つ高効率に動
作させることができる。
【図１】Ａはこの発明に係る降圧型スイッチト・キャパ
シタＤＣ−ＤＣコンバータの一実施例の構成を示す図で
あり、ＢはＭＯＳトランジスタのゲートに印加されるパ
ルスの波形を示す図である。
シタＤＣ−ＤＣコンバータの一実施例の構成を示す図で
あり、ＢはＭＯＳトランジスタのゲートに印加されるパ
ルスの波形を示す図である。
【図２】図１のＡに示すＤＣ−ＤＣコンバータの入力電
圧と出力電圧との関係を示す図である。
圧と出力電圧との関係を示す図である。
【図３】図１のＡに示すＤＣ−ＤＣコンバータの入力電
圧と効率との関係を示す図である。
圧と効率との関係を示す図である。
【図４】先きの出願に係る降圧型スイッチト・キャパシ
タＤＣ−ＤＣコンバータの動作原理を説明するための
図。
タＤＣ−ＤＣコンバータの動作原理を説明するための
図。
【図５】Ａは、図４の降圧型スイッチト・キャパシタＤ
Ｃ−ＤＣコンバータを具体化した回路例を示す図であ
り、ＢはＭＯＳトランジスタのゲートに印加されるパル
スの波形を示す図である。
Ｃ−ＤＣコンバータを具体化した回路例を示す図であ
り、ＢはＭＯＳトランジスタのゲートに印加されるパル
スの波形を示す図である。
Ｌ1：第１のリアクトル Ｌ2：第２のリアクトル Ｃ0：出力用コンデンサ Ｃ2：付加コンデンサ Ｄ1：ダイオード（第２のスイッチ） Ｄ2：整流用ダイオード ＰＭ：パルス幅変調回路 ＳＣ：制御回路 ＴＲ：ＭＯＳトランジスタ（第１のスイッチ） ＶＳ：電圧供給回路
Claims (3)
- 【請求項１】 少なくとも１つのスイッチをＭＯＳトラ
ンジスタで構成し、直流電源に接続する手段と、前記Ｍ
ＯＳトランジスタがオンの期間に前記直流電源からのエ
ネルギーを蓄積する少なくとも１つのリアクトルと、前
記直流電源に前記リアクトル及び前記ＭＯＳトランジス
タを介して接続されていて負荷に電流を供給する出力用
コンデンサと、該出力用コンデンサの出力電圧に対応す
る電圧が入力され、所要の時比率のパルスを前記ＭＯＳ
トランジスタのゲートに加えるパルス幅変調回路とを少
なくとも備える降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、 前記リアクトルに蓄積されたエネルギーを前記ＭＯＳト
ランジスタがオフの期間に受け取り利用して、前記直流
電源の電圧と加算される極性の電圧を作り、この電圧と
前記直流電源の出力電圧との和の電圧をパルス幅変調回
路へ供給する電圧供給回路を備え、該和の電圧に対応す
る高さのパルスを前記ＭＯＳトランジスタに印加するこ
とを特徴とする降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項２】 直流電源に接続する手段と第１のリアク
トルと第１のコンデンサと第２のリアクトルとをこの順
に直列に接続した回路と、 第１のスイッチと出力用コンデンサとの直列回路であっ
て、前記第１のコンデンサと前記第２のリアクトルとの
直列回路に並列に接続された回路と、 前記出力用コンデンサに並列に接続された負荷と、 前記第１のスイッチと前記第１のコンデンサとの直列回
路に並列に接続された第２のスイッチと、 前記出力用コンデンサの出力電圧に対応する電圧が入力
され、所要の時比率のパルスを前記第１のスイッチに加
えるパルス幅変調回路とを備え、前記第１のスイッチと
してＭＯＳトランジスタを使用し、該ＭＯＳトランジス
タがオンの期間に前記第１のリアクトルにエネルギーを
蓄積するようにした降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータにおい
て、 前記第１のリアクトルに蓄積されたエネルギーを前記Ｍ
ＯＳトランジスタがオフの期間に受け取り利用して、前
記直流電源の電圧と加算される極性の電圧を作り、この
電圧と前記直流電源の出力電圧との和の電圧を前記パル
ス幅変調回路へ供給する電圧供給回路を具備し、該和の
電圧に対応する高さのパルスを前記ＭＯＳトランジスタ
のゲートに印加することを特徴とする降圧型ＤＣ−ＤＣ
コンバータ。 - 【請求項３】 前記電圧供給回路が付加コンデンサと整
流用ダイオードとの直列回路を含み、該直列回路が前記
第１のリアクトルに並列に接続され、該付加コンデンサ
と該整流用ダイオードとの接続点が前記パルス変調回路
の入力端子に接続されることを特徴とする請求項１又は
２記載の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3247861A JP3008598B2 (ja) | 1991-09-26 | 1991-09-26 | 降圧型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3247861A JP3008598B2 (ja) | 1991-09-26 | 1991-09-26 | 降圧型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0591732A true JPH0591732A (ja) | 1993-04-09 |
| JP3008598B2 JP3008598B2 (ja) | 2000-02-14 |
Family
ID=17169735
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3247861A Expired - Lifetime JP3008598B2 (ja) | 1991-09-26 | 1991-09-26 | 降圧型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3008598B2 (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7068020B2 (en) | 2004-03-31 | 2006-06-27 | Honda Motor Co., Ltd. | Step-down DC—DC converter |
| US11351426B2 (en) | 2016-12-29 | 2022-06-07 | Taylor Made Golf Company, Inc. | Golf club head |
| US11420097B2 (en) | 2016-12-29 | 2022-08-23 | Taylor Made Golf Company, Inc. | Golf club head |
| US11559727B2 (en) | 2016-12-29 | 2023-01-24 | Taylor Made Golf Company, Inc. | Golf club head |
| CN116780909A (zh) * | 2023-08-17 | 2023-09-19 | 希荻微电子集团股份有限公司 | 电压转换电路与电子设备 |
-
1991
- 1991-09-26 JP JP3247861A patent/JP3008598B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7068020B2 (en) | 2004-03-31 | 2006-06-27 | Honda Motor Co., Ltd. | Step-down DC—DC converter |
| US11351426B2 (en) | 2016-12-29 | 2022-06-07 | Taylor Made Golf Company, Inc. | Golf club head |
| US11420097B2 (en) | 2016-12-29 | 2022-08-23 | Taylor Made Golf Company, Inc. | Golf club head |
| US11559727B2 (en) | 2016-12-29 | 2023-01-24 | Taylor Made Golf Company, Inc. | Golf club head |
| US11938383B2 (en) | 2016-12-29 | 2024-03-26 | Taylor Made Golf Company, Inc. | Golf club head |
| US11992735B1 (en) | 2016-12-29 | 2024-05-28 | Taylor Made Golf Company, Inc. | Golf club head |
| CN116780909A (zh) * | 2023-08-17 | 2023-09-19 | 希荻微电子集团股份有限公司 | 电压转换电路与电子设备 |
| CN116780909B (zh) * | 2023-08-17 | 2023-11-14 | 希荻微电子集团股份有限公司 | 电压转换电路与电子设备 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3008598B2 (ja) | 2000-02-14 |
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