JP2020150770A - ハイサイドドライバ、スイッチング回路、モータドライバ - Google Patents

ハイサイドドライバ、スイッチング回路、モータドライバ Download PDF

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Abstract

【課題】ハイサイドトランジスタを１００％のデューティ比で駆動可能なハイサイドドライバを提供する。【解決手段】ハイサイドドライバ３００は、Ｎ型のハイサイドトランジスタＭＨを駆動する。選択回路３１０は、スイッチング端子ＶＳの電圧ＶＳと、電源電圧ＶＣＣのうち高い方をコモンライン３０６に発生させる。レギュレータ３３０は、基準ライン３０８の電圧ＶＣＯＭＬを、コモンライン３０６の電圧ＶＣＯＭより所定の電圧幅ΔＶだけ低いレベルに安定化する。チャージポンプ回路３４０は、コモンライン３０６と基準ライン３０８の間に設けられ、コモンライン３０６と基準ライン３０８の電位差ΔＶを昇圧する。整流素子３５０は、チャージポンプ回路３４０の出力電圧によってブートストラップ端子ＶＢとスイッチング端子ＶＳの間に設けられるブートストラップキャパシタを充電する。【選択図】図２

Description

本発明は、スイッチング回路に関する。
ＤＣ／ＤＣコンバータやインバータなどに、スイッチング回路が用いられる。図１は、スイッチング回路の回路図である。スイッチング回路１００は、入力端子（ＶＣＣ）とスイッチング端子（ＬＸ）の間に設けられたハイサイドトランジスタＭ１、ＬＸ端子と接地端子（ＧＮＤ）の間に設けられたローサイドトランジスタＭ２を備える。ハイサイドトランジスタＭ１がオン、ローサイドトランジスタＭ２がオフの状態では、ＬＸ端子はハイレベル（ＶＣＣ端子の電圧ＶＣＣが発生）となり、ハイサイドトランジスタＭ１がオフ、ローサイドトランジスタＭ２がオンの状態では、ＬＸ端子には、ローレベル（ＧＮＤ端子の電圧ＶＧＮＤ）が発生する。なお、ローサイドトランジスタＭ２に代えて、ショットキーダイオードなどの整流素子を設けてもよい。
ハイサイドトランジスタＭ１として、Ｎチャンネル（あるいはＮＰＮ型）のトランジスタを用いることがある。この場合、ハイサイドトランジスタＭ１をターンオンするためには、そのゲートに、入力電圧ＶＣＣより高いゲート電圧ＶＨＧを与える必要がある。入力電圧ＶＣＣより高いゲート電圧ＶＨＧを生成するために、ブートストラップ回路が利用される。
ブートストラップ端子（ＢＳＴ）と、ＬＸ端子の間には、ブートストラップキャパシタＣＢＳＴが接続される。ブートストラップ回路用の電源回路１１０は、定電圧ＶＨＲＥＧを生成する。定電圧ＶＨＲＥＧは、ハイサイドトランジスタＭ１のゲートソース間のしきい値電圧ＶＧＳ（ｔｈ）より高く定められる。定電圧ＶＨＲＥＧは、ダイオードＤ１およびＢＳＴ端子を介して、ブートストラップキャパシタＣＢＳＴに印加される。
ＬＸ端子がロー（０Ｖ）の状態では、ブートストラップキャパシタＣＢＳＴが、ΔＶ＝ＶＨＲＥＧ−Ｖｆで充電される。ＶｆはダイオードＤ１の順電圧である。ＢＳＴ端子の電圧ＶＢＳＴは、ＶＬＸ＋ΔＶとなる。ＢＳＴ端子の電圧ＶＢＳＴは、ハイサイドドライバ１２０の上側の電源端子に供給される。ハイサイドドライバ１２０の下側電源端子は、ＬＸ端子と接続される。ハイサイドドライバ１２０は、制御信号ＳＨがオンレベル（たとえばハイ）のときにＶＢＳＴを、オフレベル（たとえばロー）のときにＶＬＸを出力する。
特開２０１１−０１４７３８号公報
図１のブートストラップ回路では、ハイサイドトランジスタＭ１がスイッチングしていなければ、ブートストラップキャパシタＣＢＳＴを充電できない。したがって、ハイサイドトランジスタＭ１を、複数のスイッチング周期にわたり継続的にオンさせることができない。つまりデューティ比１００％の動作ができないという問題がある。
本発明は係る状況においてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、ハイサイドトランジスタを１００％のデューティ比で駆動可能なハイサイドドライバの提供にある。
本発明のある態様は、Ｎ型のハイサイドトランジスタを駆動するハイサイドドライバに関する。ハイサイドドライバは、ハイサイドトランジスタのソースと接続されるスイッチング端子と、ブートストラップ端子と、コモンラインと、基準ラインと、スイッチング端子の電圧と、電源電圧のうち高い方をコモンラインに発生させる選択回路と、基準ラインの電圧を、コモンラインの電圧より所定の電圧幅だけ低いレベルに安定化するレギュレータと、コモンラインと基準ラインの間に設けられ、コモンラインと基準ラインの電位差を昇圧するチャージポンプ回路と、チャージポンプ回路の出力電圧によってブートストラップ端子とスイッチング端子の間に設けられるブートストラップキャパシタを充電する整流素子と、上側電源端子がブートストラップ端子と接続され、下側電源端子がスイッチング端子と接続され、出力がハイサイドトランジスタのゲートと接続されるドライバと、を備える。
なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。
本発明のある態様によれば、ハイサイドドライバを１００％のデューティ比で駆動できる。
スイッチング回路の回路図である。 実施の形態に係るハイサイドドライバを備えるスイッチング回路の回路図である。 図３（ａ）、（ｂ）は、図２のスイッチング回路の動作を説明するレベルダイアグラムである。 比較技術に係るハイサイドドライバの回路図である。 変形例に係るハイサイドドライバの回路図である。 ハイサイドドライバの第１構成例を示す回路図である。 ハイサイドドライバの第２構成例を示す回路図である。 図８（ａ）〜（ｄ）は、スイッチング回路の用途を示す図である。
（実施の形態の概要）
本明細書に開示される一実施の形態は、Ｎ型のハイサイドトランジスタを駆動するハイサイドドライバに関する。Ｎ型のトランジスタは、ＮチャンネルのＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタなどを含む。ハイサイドドライバは、ハイサイドトランジスタのソースと接続されるスイッチング端子と、ブートストラップ端子と、コモンラインと、基準ラインと、スイッチング端子の電圧と、電源電圧のうち高い方をコモンラインに発生させる選択回路と、基準ラインの電圧を、コモンラインの電圧より所定の電圧幅だけ低いレベルに安定化するレギュレータと、コモンラインと基準ラインの間に設けられ、コモンラインと基準ラインの電位差を昇圧するチャージポンプ回路と、チャージポンプ回路の出力電圧によってブートストラップ端子とスイッチング端子の間に設けられるブートストラップキャパシタを充電する整流素子と、上側電源端子がブートストラップ端子と接続され、下側電源端子がスイッチング端子と接続され、出力がハイサイドトランジスタのゲートと接続されるドライバと、を備える。
スイッチング端子の電圧ＶＳは、ハイサイドトランジスタがオンの期間、ハイサイドトランジスタのドレイン（あるいはコレクタ）の入力電圧ＶＩＮと等しく、ハイサイドトランジスタがオフの期間、０Ｖあるいは別の電圧となる。したがってコモンラインの電圧（コモン電圧という）ＶＣＯＭは、ハイサイドトランジスタがオンの期間、ＶＩＮが現れ、ハイサイドトランジスタがオフの期間、電源電圧ＶＣＣが現れる。基準ラインの電圧（基準電圧という）ＶＣＯＭLは、レギュレータによってＶＣＯＭ−ΔＶに安定される。ΔＶは所定の電圧幅である。チャージポンプ回路の昇圧率をＮ倍とするとき、チャージポンプの出力電圧ＶＣＰは、ＶＣＯＭＬ＋Ｎ×ΔＶ＝ＶＣＯＭ−ΔＶ＋Ｎ×ΔＶ＝ＶＣＯＭ＋（Ｎ−１）×ΔＶとなる。ハイサイドトランジスタがオンのときは、ＶＣＯＭ＝ＶＳ＝ＶＩＮであるから、ブートストラップラインの電圧ＶＢは、ＶＢ＝ＶＩＮ＋（Ｎ−１）×ΔＶとなる。したがって、ハイサイドトランジスタのゲートソース間（ベースエミッタ間）には、（Ｎ−１）×ΔＶの電圧が印加され、ハイサイドトランジスタのオンを維持できる。一方、ハイサイドトランジスタがオフのときには、ＶＣＯＭ＝ＶＣＣであるから、ブートストラップラインの電圧ＶＢは、ＶＢ＝ＶＣＣ＋（Ｎ−１）×ΔＶとなる。この場合、ハイサイドトランジスタをターンオンするときには、ゲートソース間（ベースエミッタ間）に、ＶＣＣ＋（Ｎ−１）×ΔＶの電圧が印加され、ハイサイドトランジスタをターンオンすることができる。
ハイサイドドライバは、ブートストラップ端子とスイッチング端子の電位差を所定のしきい値と比較し、電位差の方がしきい値より高いとき、ブートストラップ端子から電流を引き抜く過電圧保護回路をさらに備えてもよい。これにより、ドライバを構成するトランジスタに耐圧を超える高電圧が印加されたり、ハイサイドトランジスタのゲートソース間（ベースエミッタ間）に耐圧を超える高電圧が印加されるのを防止できる。
過電圧保護回路は、ブートストラップ端子から引き抜いた電流を、コモンラインに供給してもよい。つまり引き抜いた電流を、再利用することができ、高効率動作が可能となる。
チャージポンプ回路は、コモンラインと基準ラインの間に設けられたオシレータを含み、オシレータが生成するクロックに応じて動作してもよい。ハイサイドドライバはさらに、ブートストラップ端子とスイッチング端子の電位差を所定のしきい値と比較し、電位差の方がしきい値より高いとき、オシレータを停止させる過電圧保護回路をさらに備えてもよい。これによりチャージポンプ動作を停止させることができる。
チャージポンプ回路は、接地ラインを基準とするオシレータと、オシレータが生成するクロックをレベルシフトするレベルシフタと、を含んでもよい。チャージポンプ回路は、レベルシフタによるレベルシフト後のクロックに応じて動作してもよい。
レギュレータは、基準ラインと接地の間に設けられる電流源と、コモンラインの電圧と基準ラインの電圧の電位差が、所定の電圧幅に近づくように、電流源を制御するフィードバック回路と、を含んでもよい。
ハイサイドドライバは、ひとつの半導体基板に一体集積化されてもよい。「一体集積化」とは、回路の構成要素のすべてが半導体基板上に形成される場合や、回路の主要構成要素が一体集積化される場合が含まれ、回路定数の調節用に一部の抵抗やキャパシタなどが半導体基板の外部に設けられていてもよい。回路を１つのチップ上に集積化することにより、回路面積を削減することができるとともに、回路素子の特性を均一に保つことができる。
（実施の形態）
以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
また、「信号Ａ（電圧、電流）が信号Ｂ（電圧、電流）に応じている」とは、信号Ａが信号Ｂと相関を有することを意味し、具体的には、（i）信号Ａが信号Ｂである場合、（ii）信号Ａが信号Ｂに比例する場合、（iii）信号Ａが信号Ｂをレベルシフトして得られる場合、（iv）信号Ａが信号Ｂを増幅して得られる場合、（v）信号Ａが信号Ｂを反転して得られる場合、（vi）あるいはそれらの任意の組み合わせ、等を意味する。「応じて」の範囲は、信号Ａ、Ｂの種類、用途に応じて定まることが当業者には理解される。
図２は、実施の形態に係るハイサイドドライバ３００を備えるスイッチング回路１００の回路図である。スイッチング回路１００は、ハイサイドトランジスタＭＨと、ハイサイドトランジスタＭＨを駆動するハイサイドドライバ３００と、ブートストラップキャパシタＣＢＳを備える。
ハイサイドトランジスタＭＨは、Ｎ型トランジスタであり、ドレインが入力端子１０２と接続され、ソースが出力端子１０４と接続される。入力端子１０２には、直流の入力電圧ＶＩＮが供給される。入力電圧ＶＩＮは数十Ｖ以上の高電圧であり、たとえば４８Ｖである。
ハイサイドドライバ３００は、スイッチング端子ＶＳ、出力端子ＯＵＴ、ブートストラップ端子ＶＢ、接地端子ＧＮＤ、電源端子ＶＣＣを備える。出力端子ＯＵＴは、ハイサイドトランジスタＭＨのゲートと接続され、スイッチング端子ＶＳはハイサイドトランジスタＭＨのソースと接続される。ブートストラップ端子ＶＢとスイッチング端子ＶＳの間には、ブートストラップキャパシタＣＢＳが外付けされる。接地端子ＧＮＤは接地される。
ハイサイドドライバ３００は、スイッチングライン３０２、ブートストラップライン３０４、コモンライン３０６、基準ライン３０８、選択回路３１０、電源回路３２０、レギュレータ３３０、チャージポンプ回路３４０、整流素子３５０、ドライバ３６０を備え、ひとつの半導体基板に集積化される。
スイッチングライン３０２はスイッチング端子ＶＳと接続され、ブートストラップライン３０４はブートストラップ端子ＶＢと接続される。スイッチングライン３０２の電圧をスイッチング電圧ＶＳ、ブートストラップライン３０４の電圧をブートストラップ電圧ＶＢという。スイッチング電圧ＶＳは、ハイサイドトランジスタＭＨがオンのとき、ＶＩＮと等しく、ハイサイドトランジスタＭＨがオフのとき、０Ｖ（あるいは負荷の状態に応じた別の電圧）となる。
電源回路３２０は、電源電圧ＶＣＣを生成する。電源回路３２０をハイサイドドライバ３００の外部に設けて、ハイサイドドライバ３００の電源端子ＶＣＣに、電源電圧ＶＣＣを受けてもよい。
選択回路３１０は、スイッチング端子ＶＳの電圧ＶＳと、電源電圧ＶＣＣのうち高い方をコモンライン３０６に発生させる。選択回路３１０はたとえばダイオードＯＲ回路で構成することができるがその限りでない。
レギュレータ３３０は、基準ライン３０８の電圧ＶＣＯＭＬを、コモンライン３０６のコモン電圧ＶＣＯＭより所定の電圧幅ΔＶだけ低いレベル（ＶＣＯＭ−ΔＶ）に安定化する。
チャージポンプ回路３４０は、コモンライン３０６と基準ライン３０８の間に設けられ、コモンライン３０６と基準ライン３０８の電位差を昇圧する。つまりチャージポンプ回路３４０は、基準ライン３０８を仮想的な接地電位として動作する。チャージポンプ回路３４０の昇圧率をＮとするとき、その出力電圧（チャージポンプ電圧ＶＣＰ）は、
ＶＣＰ＝ＶＣＯＭＬ＋ΔＶ×Ｎ
となる。ＶＣＯＭＬ＝ＶＣＯＭ−ΔＶを代入すると、
ＶＣＰ＝ＶＣＯＭ−ΔＶ＋ΔＶ×Ｎ＝ＶＣＯＭ＋（Ｎ−１）×ΔＶ
となる。
整流素子３５０は、チャージポンプ回路３４０の出力電圧ＶＣＰによってブートストラップ端子ＶＢとスイッチング端子ＶＳの間に設けられるブートストラップキャパシタＣＢＳを充電する。整流素子３５０の電圧降下を無視すれば、ＶＢ＝ＶＣＰとなる。整流素子３５０を、スイッチ（トランジスタ）で構成してもよい。
ドライバ３６０は、上側電源端子３６２がブートストラップ端子ＶＢと接続され、下側電源端子３６４がスイッチング端子ＶＳと接続され、出力３６６が出力端子ＯＵＴを介してハイサイドトランジスタＭＨのゲートと接続される。ドライバ３６０の入力端子３６８には、図示しないレベルシフタを介して、制御信号が入力される。ドライバ３６０は、制御信号ＳＣＮＴがオンレベル（たとえばハイ）のときに、ハイレベル電圧ＶＢを出力し、制御信号ＳＣＮＴがオフレベル（たとえばロー）のときに、ローレベル電圧ＶＳを出力する。
以上がハイサイドドライバ３００の構成である。続いてその動作を説明する。図３（ａ）、（ｂ）は、図２のスイッチング回路１００の動作を説明するレベルダイアグラムである。図３（ａ）にはハイサイドトランジスタＭＨがオンのときの各種ノードの電圧レベルが示され、図３（ｂ）にはハイサイドトランジスタＭＨがオフのときの各種ノードの電圧レベルが示される。理解の容易化のため、ＶＩＮ＝４８Ｖ、ＶＣＣ＝１２Ｖとする。またΔＶ＝５Ｖとする。またチャージポンプ回路３４０の昇圧率Ｎを３倍とする。
図３（ａ）を参照する。ハイサイドトランジスタＭＨがオンのとき、ＶＳ＝ＶＩＮ＝４８Ｖである。ＶＳ＞ＶＣＣが成り立つから、ＶＣＯＭ＝ＶＳ＝４８Ｖとなる。またレギュレータ３３０によって、基準ライン３０８の基準電圧ＶＣＯＭＬは、ＶＣＯＭＬ＝ＶＣＯＭ−ΔＶ＝ＶＳ−ΔＶ＝４３Ｖに安定化される。チャージポンプ電圧ＶＣＰおよびブートストラップ電圧ＶＢは、ＶＣＰ＝ＶＢ＝ＶＣＯＭＬ＋Ｎ×ΔＶ＝ＶＳ＋（Ｎ−１）×ΔＶ＝５３Ｖとなる。ハイサイドトランジスタＭＨのゲート電圧ＶＧは、ブートストラップ電圧ＶＢと等しいから、ゲートソース間電圧ＶＧＳは、ＶＧ−ＶＳ＝ＶＢ−ＶＳ＝（Ｎ−１）×ΔＶ＝１０Ｖとなる。
図３（ｂ）を参照する。ハイサイドトランジスタＭＨがオフのとき、ＶＳ＝０Ｖである。ＶＳ＜ＶＣＣが成り立つから、ＶＣＯＭ＝ＶＣＣ＝１２Ｖとなる。またレギュレータ３３０によって、基準ライン３０８の基準電圧ＶＣＯＭＬは、ＶＣＯＭＬ＝ＶＣＯＭ−ΔＶ＝ＶＣＣ−ΔＶ＝７Ｖに安定化される。チャージポンプ電圧ＶＣＰおよびブートストラップ電圧ＶＢは、ＶＣＰ＝ＶＢ＝ＶＣＯＭＬ＋Ｎ×ΔＶ＝ＶＣＣ＋（Ｎ−１）×ΔＶ＝２２Ｖとなる。ハイサイドトランジスタＭＨのゲートソース間電圧ＶＧＳは、ＶＢ−ＶＳ＝２２Ｖとなる。
このハイサイドドライバ３００によれば、ハイサイドトランジスタＭＨをオンのまま維持することができ、デューティ比１００％を実現できる。
ハイサイドドライバ３００の利点は、以下で説明する比較技術との対比によって明確となる。
（比較技術）
図４は、比較技術に係るハイサイドドライバ３００Ｓの回路図である。比較技術では、チャージポンプ回路３４０が接地電圧を基準として動作し、チャージポンプ回路３４０の入力電圧は、電源電圧ＶＣＣである。
ハイサイドトランジスタＭＨのオンを維持するためには、ＶＢ＞ＶＳ＋ＶＧＳ（ｔｈ）が成り立たなければならない。ＶＧＳ（ｔｈ）は、ハイサイドトランジスタＭＨのゲートソース間のしきい値電圧であり、たとえば５Ｖとする。そうすると、ＶＢ＞４８Ｖ＋５Ｖ＝５３Ｖとなり、チャージポンプ回路３４０の昇圧率は４倍以上が要求される。一般に、チャージポンプ回路の回路面積は昇圧率が低いほど小さくなる。つまり実施の形態に係るハイサイドドライバ３００によれば、チャージポンプ回路の昇圧率が比較技術より小さくなるため、回路面積を小さくできるという利点がある。
また、ハイサイドトランジスタＭＨがオフの状態を考える。比較技術では、ハイサイドトランジスタＭＨのオン、オフにかかわらず、常にブートストラップライン３０４には、一定のブートストラップ電圧ＶＢ（＞５３Ｖ）が発生する。ハイサイドトランジスタＭＨがオフのときに、ドライバ３６０がハイサイドトランジスタＭＨのゲートに、５３Ｖの高電圧を印加したとすれば、ハイサイドトランジスタＭＨのゲート耐圧を超えてしまう。そこでゲートソース間電圧が耐圧を超えないように、ブートストラップライン３０４とスイッチングライン３０２の電位差を、トランジスタの耐圧より小さくクランプする必要がある。仮にトランジスタの耐圧を２５Ｖとすると、５３Ｖ−２５Ｖ＝２８Ｖもの電位差を、クランプ回路によって吸収する必要があり、これは無駄な電力消費を意味する。これに対して実施の形態に係るハイサイドドライバ３００によれば、ハイサイドトランジスタＭＨがオフのときのゲートソース間電圧は、２２Ｖ程度であるため、格段に高効率であると言える。
図２のハイサイドドライバ３００においても、ハイサイドトランジスタＭＨがオンの状態から、ハイサイドトランジスタＭＨがオフの状態に遷移するとき、ハイサイドトランジスタＭＨのゲートソース間に過電圧が印加されるおそれがある。これを回避するための技術を説明する。
図５は、変形例に係るハイサイドドライバ３００Ａの回路図である。ハイサイドドライバ３００Ａは、図２のハイサイドドライバ３００に加えて、ＯＶＰ（過電圧保護）回路３７０を備える。ＯＶＰ回路３７０は、ブートストラップ端子ＶＢとスイッチング端子ＶＳの電位差ＶＢ−ＶＳを所定のしきい値ＶＯＶＰと比較し、電位差ＶＢ−ＶＳの方がしきい値ＶＯＶＰより高いとき、ブートストラップ端子ＶＢから電流を引き抜く。しきい値ＶＯＶＰは、ハイサイドトランジスタＭＨあるいはドライバ３６０の耐圧を考慮して決めればよい。これにより、ドライバ３６０を構成するトランジスタに耐圧を超える高電圧が印加されたり、ハイサイドトランジスタＭＨのゲートソース間（ベースエミッタ間）に耐圧を超える高電圧が印加されるのを防止できる。
好ましくはＯＶＰ回路３７０は、ブートストラップ端子ＶＢから引き抜いた電流を、コモンライン３０６に供給する。これにより、引き抜いた電流を、再利用することができ、高効率動作が可能となる。
以下では、ハイサイドドライバ３００Ａのより具体的な構成例を説明する。
図６は、ハイサイドドライバ３００Ａの第１構成例を示す回路図である。チャージポンプ回路３４０は、コモンライン３０６と基準ライン３０８の間に設けられたオシレータ３４２を含んでいる。これにより、接地電圧基準で動作するオシレータから、チャージポンプ回路３４０に対して、レベルシフタを介してクロック信号を受け渡す必要がないため、回路構成を簡素化できる。
チャージポンプ回路３４０の構成・トポロジーは限定されず、公知のさまざまな回路を採用しうる。図６のチャージポンプ回路３４０は昇圧率が３倍である。
ＯＶＰ回路３７０は、ブートストラップ端子ＶＢとスイッチング端子ＶＳの電位差ＶＢ−ＶＳを所定のしきい値ＶＯＶＰと比較し、電位差ＶＢ−ＶＳの方がしきい値ＶＯＶＰより高い過電圧状態において、ブートストラップライン３０４から電流を引き抜き、コモンライン３０６に供給する。またＯＶＰ回路３７０は、過電圧状態において、オシレータ３４２を停止させる。これにより、チャージポンプ回路３４０の昇圧動作を停止し、無駄な電力消費を抑制できる。
ＯＶＰ回路３７０は、コンパレータ３７２、電圧源３７４、トランジスタＭ１１、Ｍ１２を含む。電圧源３７４は、しきい値ＶＯＶＰを生成する。コンパレータ３７２は、ＶＢと、ＶＳ＋ＶＯＶＰを比較し、ＶＢ＞ＶＳ＋ＶＯＶＰのとき、つまり過電圧状態において、ローを出力する。これによりトランジスタＭ１１がオンとなり、ブートストラップライン３０４の電荷が引き抜かれる。
またトランジスタＭ１２は、過電圧状態をオシレータ３４２に通知するために設けられる。オシレータ３４２の動作は、トランジスタＭ１２のオン、オフと連動して制御される。
レギュレータ３３０は、電圧源３３２、フィードバック回路３３４、スイッチ３３６、電流源３３８および外付けのキャパシタＣＣＯＭを備える。スイッチ３３６と電流源３３８は、基準ライン３０８と接地の間に直列に設けられる。スイッチ３３６は、イネーブル信号ＥＮに応じて制御される。
フィードバック回路３３４は、コモンライン３０６の電圧ＶＣＯＭと基準ライン３０８の電圧ＶＣＯＭＬの電位差が、所定の電圧幅ΔＶに近づくように、電流源３３８を制御する。フィードバック回路３３４は、エラーアンプであってもよいし、コンパレータであってもよい。
図７は、ハイサイドドライバ３００Ａの第２構成例を示す回路図である。図６と図７とでは、チャージポンプ回路３４０の構成が異なっている。
チャージポンプ回路３４０は、接地ラインを基準として動作するオシレータ３４４と、レベルシフタ３４６を含む。チャージポンプ回路３４０は、２個のフライングキャパシタＣｆ１，Ｃｆ２を含む２倍昇圧型である。レベルシフタ３４６は、オシレータ３４４のクロックと同期して、２相クロックφ１，φ２を生成する。チャージポンプ回路３４０の複数のスイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３は、クロックφ１と同期してスイッチングし、スイッチＳＷ４，ＳＷ５は、クロックφ２と同期してスイッチングする。
レギュレータ３３０は、図６のスイッチ３３６に代えて、スイッチ３３９を含む。スイッチ３３９は、オシレータ３４４のクロックと同期してオンオフが制御され、クロックφ１が供給されるスイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３と同相でオンとなる。
クロックφ２により制御されるスイッチＳＷ４，ＳＷ５がオンするタイミングで、スイッチ３３９がオフすると、ＣＰＭノードにコモン電圧ＶＣＯＭが現れ、それに、フライングキャパシタＣｆ１の両端間電圧ΔＶ１が加算されて、ＣＰＰノードには、ＶＣＯＭ＋ΔＶ１が発生する（１段目の昇圧）。このＣＰＰノードの電圧に、フライングキャパシタＣｆ２の両端間電圧ΔＶ２がさらに加算され、チャージポンプ回路３４０の出力電圧（整流素子３５０のアノード電圧）は、ＶＣＯＭ＋ΔＶ１＋ΔＶ２となる（２段目の昇圧）。ΔＶ１、ΔＶ２は、ΔＶと等しいから、チャージポンプ回路３４０の出力電圧は、ＶＣＯＭ＋２×ΔＶとなる。
（用途）
続いてスイッチング回路１００の用途を説明する。図８（ａ）〜（ｄ）は、スイッチング回路１００の用途を示す図である。図８（ａ）は降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ５００であり、トランジスタＭ１，Ｍ２、インダクタＬ１、キャパシタＣＯ１、コントローラ５０２、駆動段５０４を備える。コントローラ５０２は、負荷の状態（たとえば出力電圧ＶＯＵＴや出力電流ＩＯＵＴ）がその目標に近づくようにフィードバック制御によりハイサイドパルスＳＨおよびローサイドパルスＳＬを生成する。トランジスタＭ１がハイサイドトランジスタに相当し、駆動段５０４は、上述のハイサイドドライバ３００のアーキテクチャにもとづいて構成される。
図８（ｂ）は昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ６００であり、トランジスタＭ３，Ｍ４、インダクタＬ２、キャパシタＣＯ２、コントローラ６０２、駆動段６０４を備える。コントローラ６０２は、負荷の状態（たとえば出力電圧ＶＯＵＴや出力電流ＩＯＵＴ）がその目標に近づくようにフィードバック制御によりハイサイドパルスＳＨおよびローサイドパルスＳＬを生成する。トランジスタＭ４がハイサイドトランジスタに対応し、駆動段６０４が上述のハイサイドドライバ３００のアーキテクチャにもとづいて構成される。スイッチング回路１００は、昇降圧コンバータにも使用可能である。
図８（ｃ）は三相モータドライバ７００であり、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各レグが、スイッチング回路１００で構成される。
図８（ｄ）は、双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ８００であり、１次側のＨブリッジ回路８０２、２次側のＨブリッジ回路８０４の各レグがスイッチング回路１００を利用して構成される。
実施の形態にもとづき、具体的な語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。
本明細書には、以下の技術的思想が開示される。ハイサイドドライバは、Ｎ型のハイサイドトランジスタを駆動する。ハイサイドドライバは、ハイサイドトランジスタのソースと接続されるスイッチング端子と、出力がハイサイドトランジスタのゲートと接続されるドライバと、コモンラインと、基準ラインと、スイッチング端子の電圧と電源電圧のうち高い方をコモンラインに発生させる選択回路と、基準ラインの電圧を、コモンラインの電圧より所定の電圧幅だけ低いレベルに安定化するレギュレータと、コモンラインと基準ラインの間に設けられる回路ブロックと、を備える。
実施の形態では、回路ブロックとしてチャージポンプを例示したが、回路ブロックの機能はそれに限定されず、その他の機能を実装することができる。たとえば回路ブロックは、過電圧や過電流、ＵＶＬＯ（Under Voltage Lock Out）などの異常検出回路であってもよいし、電流検出回路であってもよい。
１００ スイッチング回路
１０２ 入力端子
１０４ 出力端子
ＭＨ ハイサイドトランジスタ
３００ ハイサイドドライバ
ＶＳ スイッチング端子
ＶＢ ブートストラップ端子
３０２ スイッチングライン
３０４ ブートストラップライン
３０６ コモンライン
３０８ 基準ライン
３１０ 選択回路
３２０ 電源回路
３３０ レギュレータ
３３２ 電圧源
３３４ フィードバック回路
３３６ スイッチ
３３８ 電流源
３４０ チャージポンプ回路
３４２，３４４ オシレータ
３４６ レベルシフタ
３５０ 整流素子
３６０ ドライバ
３７０ ＯＶＰ回路

Claims (12)

  1. Ｎ型のハイサイドトランジスタを駆動するハイサイドドライバであって、
    前記ハイサイドトランジスタのソースと接続されるスイッチング端子と、
    ブートストラップ端子と、
    コモンラインと、
    基準ラインと、
    前記スイッチング端子の電圧と、電源電圧のうち高い方を前記コモンラインに発生させる選択回路と、
    前記基準ラインの電圧を、前記コモンラインの電圧より所定の電圧幅だけ低いレベルに安定化するレギュレータと、
    前記コモンラインと前記基準ラインの間に設けられ、前記コモンラインと前記基準ラインの電位差を昇圧するチャージポンプ回路と、
    前記チャージポンプ回路の出力電圧によって前記ブートストラップ端子と前記スイッチング端子の間に設けられるブートストラップキャパシタを充電する整流素子と、
    上側電源端子が前記ブートストラップ端子と接続され、下側電源端子が前記スイッチング端子と接続され、出力が前記ハイサイドトランジスタのゲートと接続されるドライバと、
    を備えることを特徴とするハイサイドドライバ。
  2. 前記ブートストラップ端子と前記スイッチング端子の電位差を所定のしきい値と比較し、前記電位差の方が前記しきい値より高いとき、前記ブートストラップ端子から電流を引き抜く過電圧保護回路をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載のハイサイドドライバ。
  3. 前記過電圧保護回路は、前記ブートストラップ端子から引き抜いた電流を、前記コモンラインに供給することを特徴とする請求項２に記載のハイサイドドライバ。
  4. 前記チャージポンプ回路は、前記コモンラインと前記基準ラインの間に設けられたオシレータを含み、前記オシレータが生成するクロックに応じて動作することを特徴とする請求項１に記載のハイサイドドライバ。
  5. 前記ブートストラップ端子と前記スイッチング端子の電位差を所定のしきい値と比較し、前記電位差の方が前記しきい値より高いとき、前記オシレータを停止させる過電圧保護回路をさらに備えることを特徴とする請求項４に記載のハイサイドドライバ。
  6. 前記過電圧保護回路は、前記電位差の方が前記しきい値より高いとき、前記ブートストラップ端子から電流を引き抜くことを特徴とする請求項５に記載のハイサイドドライバ。
  7. 前記過電圧保護回路は、前記ブートストラップ端子から引き抜いた電流を、前記コモンラインに供給することを特徴とする請求項６に記載のハイサイドドライバ。
  8. 前記チャージポンプ回路は、
    接地ラインを基準とするオシレータと、
    前記オシレータが生成するクロックをレベルシフトするレベルシフタと、
    を含み、前記レベルシフタによるレベルシフト後のクロックに応じて動作することを特徴とする請求項１に記載のハイサイドドライバ。
  9. 前記レギュレータは、
    前記基準ラインと接地の間に設けられる電流源と、
    前記コモンラインの電圧と前記基準ラインの電圧の電位差が、前記所定の電圧幅に近づくように、前記電流源を制御するフィードバック回路と、
    を含むことを特徴とする請求項１から８のいずれかに記載のハイサイドドライバ。
  10. ひとつの半導体基板に一体集積化されることを特徴とする請求項１から９のいずれかに記載のハイサイドドライバ。
  11. ハイサイドトランジスタと、
    前記ハイサイドトランジスタを駆動する請求項１から９のいずれかに記載のハイサイドドライバと、
    を備えることを特徴とするスイッチング回路。
  12. 請求項１から９のいずれかに記載のハイサイドドライバを備えることを特徴とするモータドライバ。
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