CN1531182A - 电源设备 - Google Patents

Abstract

电容器串联连接在直流电源两端。IGBT也串联连接在直流电源两端。IGBT交替变为导通。变压器连接在电容器的连结点与IGBT的连结点之间。缓冲器电容器分别与IGBT并联连接。二极管分别以这样的方式与缓冲器电容器中的一个串联连接，使得所述缓冲器电容器能在IGBT变为导通时充电。变压器的次级绕组被连接在直流电源和缓冲器电容器与二极管的连结点之间，而且转换变压器的次级电压并在IGBT8导通时将转换的次级电压返回到直流电源。变压器的次级绕组被连接在直流电源与缓冲器电容器和二极管的连结点之间，而且转换变压器的次级电压并在IGBT10导通时将转换的次级电压返回到直流电源。

Description

电源设备

技术领域

本发明涉及一种电源设备，尤其涉及一种使用转换器的电源设备。

背景技术

现有技术带有转换器的直流电源设备实例，在例如2001年7月10日出版的日本专利申请公布No.2001-190060中公开。在这个日本公布中公开的电源设备包括一个用于对交流电压进行整流的整流电路，和用于将整流电路的输出电压平滑成为直流电压的平滑电路。然后，该直流电压在具有开关装置的转换器内被切换，开关装置在一导通状态与一非导通状态之间交替转换。一缓冲器电路被用于与开关电路相关联。缓冲器电路包括一个二极管和一个电容器以及一个与电容器并联连接的电阻的串联组合。当开关装置从导通状态变为非导通状态时，缓冲器电路的电容器通过二极管被充电，而当开关装置从非导通状态变为导通状态时，电容器则通过电阻放电。

由于在开关装置从导通状态变为非导通状态时开关装置两端电压的增加受电容充电的扼制，可以减少开关装置中的切换损失。另一方面，当开关装置从非导通状态变为导通状态时，电容器上的电荷流经电阻以热的形式被消耗。这降低了电路的效率并需要采用更大的电阻以减少热的发生。这又导致直流电源设备尺寸的增加。

发明内容

因此，本发明的目的在于提供一种增加了效率并减小了尺寸的直流电源设备。

本发明的电源设备包括一直流电源。包括第一和第二电流导通装置的串联电路跨接在直流电源两端。电容器或半导体开关装置可以被用作第一和第二电流导通装置。

第一和第二半导体开关装置以串联方式跨接直流电源两端。第一和第二半导体开关装置交替变为导通和非导通。在第一和第二半导体开关装置之中某一个导通结束和另一个半导体开关装置接替导通之间可以提供一个暂停时间间隔。

一负载连接在第一和第二电流导通装置的连结点及第一和第二半导体开关装置的连接点之间。如下文所述，该负载例如可以包括第一变压器，在其次级侧连接有整流装置，或者可以是例如一台电机。

第一缓冲器电路与第一半导体开关装置并联连接，并包括第一缓冲器电容器和与第一缓冲器电容器串联连接的第一缓冲器单向导通装置，用这种方式，当第一半导体开关装置处于非导通状态时，可使第一缓冲器电容器充电。同样，第二缓冲器电路与第二半导体开关装置并联连接，并包括第二缓冲器电容器和与第二缓冲器电容器串联连接的第二缓冲器单向导通装置，用这种方式，当第二半导体开关装置处于非导通状态时，可使第二缓冲器电容器充电。

第一正反馈电路被连接于直流电源和第一缓冲器电容器之间，而第二正反馈电路被连接于直流电源和第二缓冲器电容器之间。第一正反馈电路包括连接在第一缓冲器电容器和第一缓冲器单向导通装置的连结点与直流电源之间的第一电压感应装置。在第一半导体开关装置导通时，第一电压感应装置转换负载两端的电压并把它施加于第一正反馈电路。第二正反馈电路包括连接在第二缓冲器电容器和第二缓冲器单向导通装置的连结点与直流电源之间的第二电压感应装置。第二电压感应装置在第二半导体开关装置导通时转换负载两端的电压并把它施加于第二正反馈电路。

采用上述电源设备的布置，当第一和第二半导体开关装置处于非导通状态时，第一和第二缓冲器电容器被分别充电，它抑制了第一和第二开关装置中每个装置两端电压的增加。当第一和第二半导体开关装置变为导通时，在第一和第二缓冲器电容器上的电荷分别通过第一和第二正反馈电路返回直流电源。因此，包括第一和第二半导体开关装置及第一和第二电流导通装置的逆变器的效率，可以被改善。此外，这种布置可以消除对大电阻的需要，而如果采用上述现有技术电源设备的布置，为消除在第一和第二缓冲器电容器上的电荷，这是必需的。这能使逆变器减小尺寸。此外，由于第一和第二电压感应装置利用负载电压作为它们正反馈电压源，因此任何额外的正反馈电压源都是不需要的。

如上所述，负载可以包括在其次级侧连接有整流装置的第一变压器。用这种布置，负载可以由直流电源驱动，并因此，电源设备可以被用作例如用于焊接的直流电源。

一单向导通装置和一电抗器的串联组合可以与第一和第二电压感应装置中的每个串联连接。用这种布置，电流振荡由缓冲器电容器和电抗器产生，然后正反馈到直流电源侧。

第一和第二电压感应装置可以是第二变压器的次级绕组。第二变压器的初级绕组被连接于第一变压器的次级绕组。次级绕组的漏电抗被用作电抗器。用这种布置，由于利用了变压器的漏电感，因此也不需要额外的电抗器，使得电源设备得以缩小尺寸。

第一和第二电压感应装置可以是第一变压器共用一个磁芯的两个次级绕组。由于第一和第二电压感应装置由带有共同磁芯的一个变压器提供，电源设备整体上可以被缩小。

第一和第二电压感应装置及第一变压器的初级线圈可以共用一个磁芯。用这种布置，由于同一变压器可以被用作第一和第二变压器，电源设备可以被缩小尺寸。

第一和第二单向导通装置可以分别与第一和第二半导体开关装置反向并联连接。

附图说明

图1是本发明第一实施例的电源设备电路图。

图2A至2I为图1所示电源设备各部分的波形。

图3为本发明第二实施例的电源设备电路图。

图4为根据本发明第三实施例的电源设备电路图。

图5A和5B分别表示用于图4电源设备的变压器的绕组布置和磁通量分布。

图6是本发明第四实施例的电源设备电路图。

纵缆各图，相同或类似的参考数字和符号用于表示相同或类似的元件或信号。

具体实施方式

在图1中表示了本发明第一实施例的电源设备。直流电源设备具有直流电源2，它可以通过，例如对商业交流电进行整流并对所得到的整流的电源进行平滑而被提供。第一和第二电流导通装置如电容器4和6的串联组合被连接在直流电源2的正负极之间。连接在直流电源2两端的还有半导体开关装置如IGBT8和10的串联组合。特别是，IGBT8和10的导通路径如集电极-发射极导通路径被串联连接在直流电源2的正负极之间。IGBT8和10的栅极被交替的供以控制装置如一个控制电路(未表示)的控制信号。一个暂停时间间隔被提供在为一个IGBT施加控制信号和为另一个IGBT施加控制信号之间。当在IGBT8和10的各栅极上施加控制信号时，它们分别导通。

变压器12的初级绕组12P连接在电容器4和6的连结点以及IGBT8和10的集电极-发射极导通路径连结点之间。整流装置如二极管14和16分别连接于变压器12的次级绕组12S的两端。二极管14和16的阳极分别连接于次级绕组12S的两端，而阴极则通过平滑装置如平滑电抗器18一起连接于负载20的一端。负载20的另一端则连接于次级绕组12S的中间抽头。电容器4和6及IGBT8和1 0构成所谓的半桥逆变器。变压器12、二极管14和16、平滑电抗器18和负载20形成一个负载电路。

第一和第二单向导通装置如自由旋转二极管22和24，分别与IGBT8和10的集电-发射极导通路径反向并联连接。缓冲器电路26和28也分别与IGBT8和10并联连接。

缓冲器电路26包括电容器32，其一端与IGBT8的集电极相连接而另一端与一单向电流导通装置如二极管34相连接。特别是，二极管34的阳极连接于电容器32的所述另一端，而阴极连接于IGBT8的发射极。缓冲器电路28具有与缓冲器电路26相类似的布置，并如图所示由电容器38和二极管40构成。

直流电源设备具有一个正反馈电路50。正反馈电路50包括连接于缓冲器电容器32和二极管34阳极连结点的一个单向装置，如二极管52。特别是，二极管52的阴极连接于缓冲器电容器32和二极管34的阳极的连结点。二极管52的阳极通过电抗器60和第一电压感应装置如另一个变压器或第二变压器的次级绕组54SA，连接于直流电源2的负极，由此完成正反馈电路50的第一条通路。次级绕组54SA的漏电感可以被用作电抗器60。

正反馈电路50还包括连接于缓冲器电路28的二极管40阴极与缓冲器电容器38连结点的一个单向装置，如二极管58。尤其，二极管58的阳极连接于二极管40和电容器38的连结点，而二极管58的阴极通过一电抗器62和第二电压感应装置如第二变压器54的另一次级绕组54SB，连接于直流电源2的正极，由此完成正反馈电路50的第二条通路。次级绕组54SB的漏电感可以被用作电抗器62。

变压器54的初级绕组54P跨接于变压器12的次级绕组12S两端。变压器54的初级绕组54P和次级绕组54SA及54SB被绕在一个共同磁芯上。

电阻66和电容器68的串联组合跨接于第一变压器12的初级绕组12P两端。该串联组合提供一阻尼电路，它抑制由IGBT8和10的寄生电容和第一变压器12的漏电感所产生的寄生振荡。

第二变压器54的次级绕组54SA和54SB两端的电压是第一变压器12的次级绕组12S两端的电压的转换形式。第二变压器54的次级绕组54SA和54SB与初级绕组54P的匝数比被设置为使在次级绕组54SA和54SB的各自两端呈现具有由直流电源2所提供的电压E1一半的幅值的电压。次级绕组54SA和54SB极性相反。尤其，次级绕组54SA以这样一个方向缠绕，使得IGBT8导通时使二极管52导通。次级绕组54SB以这样的方向缠绕，使得IGBT10导通时使二极管58导通。因此当二极管52导通时，二极管58处于截止状态，而当二极管58导通时，二极管52处于截止状态。

参照图2A至2I，它表示在图1所示电路的各部分的信号，假设在时间t₀以前，分别在图2A和2B中所示的控制信号V_G8和V_G10都没有被施加于IGBT8和10的栅极，假设一个来自直流电源2的等于E1的电压被施加在IGBT8的集电极和发射极之间，并假设缓冲器电容器32两端的电压也是E1。电压E1由于变压器12的漏电感和励磁电感被施加于IGBT8的集电极和发射极之间。由于IGBT8和10以180°的相位差被驱动，电容器4和6两端的电压保持为电压E1的一半。

在时间t₀，控制信号V_G8如图2A所示被施加到IGBT8，使得IGBT8导通，致使负载电流从电容器4的正极板通过IGBT8的集电极-发射极路径和变压器12的初级线圈12P流到电容器4的负极板。

在时间t₁，当电压E1/2(即E1的一半)呈现在次级绕组54SA时，图2D所示的电容器32两端电压V₃₂和图2F所示的次级绕组54SA两端电压V_54SA的合成电压，比直流电源2电压E1高电压E1的一半，因此，电容器32上的电荷通过电抗器60、变压器54和二极管52向直流电源2放电。这是由于缓冲器电容器32和电抗器60导致的振荡，并且储存于缓冲器电容器32中的能量全都返回到直流电源2。这消除了以热的形式的能量消耗，因为否则通过例如流经电阻的放电电流将导致热。由此，电源设备的效率被提高。此外，由于需要采用防热设计，取消了大电阻器，电源设备可以缩小尺寸。

放电电流流经缓冲器电容器32和电抗器60，因此，这是正弦的。电流的正极部分(I_D52)通过二极管52放电，并在时刻t₂放电结束。该电流导致电流从变压器54的初级绕组54P流向变压器12的次级绕组12S。因此，在变压器初级绕组12P中的初级电流，即IGBT8的集电极电流增大。换句话说，放电电流是由变压器54和12转换的电流，而转换的电流被加入IGBT8的集电极电流。图2E和2G分别表示流经IGBT8的电流I_CE8和流经二极管52的放电电流I_D52。

控制电压V_G8在时刻t₃从IGBT8的栅极消除，从而使IGBT8不导通。此时，开始向缓冲器电容器32充电，而充电电流流经电容器32和初级绕组12P。如图2C所示，随着缓冲器电容器的充电，IGBT8的集电-发射极之间的电压V_CE8逐渐增加。因为IGBT8的集电极-发射极电压逐渐增加，IGBT8中的关断损失可以被抑制。

由于瞬态电流流经由电容器32和变压器12初级绕组12P的漏电感构成的LC电路，缓冲器电容器32两端的电压V₃₂趋于增加到高于电源电压E1的一个值。然而，与IGBT10以反向并联关系连接的自由旋转二极管24在这时变为导通，因此IGBT8的集电极-发射极电压箝位于由直流电源2所提供的电压E1。因此，缓冲器电容32两端的电压V₃₂不能增加到比直流电源2的电压E1更大的值。

在IGBT8和10各自导通或关断时，有一个时间间隔，在此期间二极管14和16二者同时导通。这是由变压器12的漏电感引起的。在IGBT8和10二者都不导通时，即暂停时间间隔，也存在一个时间间隔，此时二极管14和16都同时导通。这是由平滑电抗器18的电感引起的。图2H表示流经二极管14的电流I_D4的一个波形，而图2I表示流经二极管16的电流I_D16的波形。

在二极管14和16都导通期间，变压器12次级绕组12S两端的电压为零，因此，在该时间段，变压器54次级绕组54SA两端的电压V_54SA也为零。此外，在时间t₄上，既使由于变压器12的漏电感在变压器12的初级绕组12P中出现电压振荡，(此时IGBT10被关断)，该电压振荡不被传递到变压器54的次级绕组54SA。因此，可以避免否则由这样的电压振荡所导致的缓冲器电容器32的不必要的充放电，而储存于缓冲器电容器32的能量被有效地返回到直流电源2。图2F表示变压器54的次级绕组54SA两端电压V_54SA的波形。

在IGBT10导通和关断时，除了相位与IGBT8的操作相差180°外，与上述IGBT8的操作类似。因此，对于IGBT10本设备不再给出描述。

图3表示本发明第二实施例的电源设备，它包括在正反馈电路50的第一和第二路径上的分立变压器54a和54b。变压器54a和54b各具有初级绕组54ap和54bp，它们相互并联连接。该并联组合被连接在变压器12的次级绕组12S两端。图3所示设备的剩余部分与图1所示的具有相同结构，因此，不再详细说明。

图4表示电源设备的第三实施例。图4所示的电源设备如同图1所示第一实施例装置的变压器12和54，使用相同的磁芯和相同的初级绕组。除了变压器54的次级绕组54SA和54SB由变压器12的次级绕组12SA和12SB代替外，图4所示第三实施例的电源设备与图1所示电源设备具有相同结构。

图5A是用于图4所示第三实施例电源设备的变压器12的横剖示意图，说明各线圈是如何配置的，而图5B表示在变压器12的初级绕组12P和次级绕组12S之间漏磁通的分布。

初级绕组12P的一半缠绕着磁芯13。然后，次级绕组12S的一半，次级绕组12SA，次级绕组12SB，次级绕组12S的其余一半，及初级绕组12P的其余一半按名称的次序绕磁芯13缠绕。次级绕组12SA和12SB被布置在不受初级绕组12P及12S之间漏磁通影响的位置。

当二极管14和16都导通时，用于图4所示第三实施例的电源设备的变压器12的次级绕组12S被短路。夹在短路的次级绕组12S两半之间的次级绕组12SA和12SB不受次级绕组12S漏磁通的影响。因此，如果在时刻t₄(图2)在变压器12的次级绕组12S上感应出电压波动，此时IGBT10被切换到非导通状态，由于在初级绕组12P上由变压器12的漏电感所产生的电压波动，它们不会传递给次级绕组12SA。此外，由这样的电压波动否则导致的电容器32的不必要充放电可以被消除。因此，与图1所示的电源设备在正反馈电路中采用变压器54所获得效果相类似。

图6表示本发明第四实施例的电源设备。图6所示的电源设备使用IGBT8a和10a作为第一和第二半导体开关装置，并且还使用IGBT8b和10b的串联组合作为第一和第二电流导通装置的串联组合。IGBT8a和8b同相位操作，而IGBT10a和10b同相位但与IGBT8a和8b相差180°相位操作。第四实施例的电源设备使用与图1所示电源设备的缓冲器电路26和28相似的缓冲器电路26a和26b及缓冲器电路28a和28b，以及与图1所示正反馈电路50相似的正反馈电路50a和50b，它们构成所谓整桥逆变器。参考数字带有附加后缀“a”或“b”的元件是与图1所示相同参考数字不带“a”或“b”的元件相似的元件，因此不再给出它们的说明。

图6所示的与变压器12的初级绕组12P串联连接的电容器70用于防止直流分量被施加于初级绕组12P。

当IGBT8a和8b变为导通时，电流从直流电源2的正极流经IGBT8a、电容器70、变压器12的初级绕组12P和IGBT8b，流到直流电源2的负极。当GBTs10a和10b变为导通时，电流从直流电源2的正极流经IGBT10b、变压器12的初级绕组12P、电容器70及IGBT10a，流到直流电源2的负极。

因此，与上文所述的其中使用半桥逆变器的第一至第三实施例的电源设备相同，具有交变极性的电流流入变压器12的初级绕组12P。二倍于图1所示电源设备的缓冲器电路和正反馈电路的缓冲器电路和正反馈电路被用于图6所示的第四实施例的电源电路中，因为用于逆变器的IGBT的数量是图1所示电源设备中的两倍。然而，由于单独的元件和电路的操作与图1所示电源设备的操作相似，不再叙述。

电源设备已作为通过将由逆变器产生的高频电压转换为直流电压而提供直流电的直流电源设备被描述，而且来自逆变器的高频电压可以用于驱动例如一个电动机。除了IGBT外，其它的半导体装置，如双极晶体管和功率FETs也可被用作半导体开关装置。此外，由电阻66和电容器68的串联组合构成的阻尼电路在某些情况下可以取消。电容器也可以与负载20并联连接。

Claims (7)

1.一种电源设备，包括：

一个直流电源；

一个包括串联跨接在所述直流电源两端的第一和第二电流导通装置的串联电路；

串联跨接在所述直流电源两端并适于交替地变为导通的第一和第二半导体开关装置；

一个连接在所述第一和第二电流导通装置的连结点与所述第一和第二半导体开关装置连结点之间的负载电路；

一个与所述第一半导体开关装置并联连接的第一缓冲器电路，所述第一缓冲器电路包括一个第一缓冲器电容器和一个第一缓冲器单向导通装置，该第一缓冲器单向导通装置以这样方式与所述第一缓冲器电容器串联连接以使得所述第一缓冲器电容器能在所述第一半导体开关装置处于非导通状态时被充电；

一个与所述第二半导体开关装置并联连接的第二缓冲器电路，所述第二缓冲器电路包括一个第二缓冲器电容器和一个第二缓冲器单向导通装置，该第二缓冲器单向导通装置以这样方式与所述第二缓冲器电容器串联连接以使得所述第二缓冲器电容器能在所述第二半导体开关装置处于非导通状态时被充电；

一个连接在所述直流电源和所述第一缓冲器电容器之间的第一正反馈电路；及

一个连接在所述直流电源和所述第二缓冲器电容器之间的第二正反馈电路；

所述第一正反馈电路连接于所述第一缓冲器电容器和所述第一缓冲器单向导通装置的连结点与所述直流电源之间，并包括第一电压感应装置，它在所述第一半导体开关装置导通时用于转换所述负载电路两端的电压并且向所述第一正反馈电路提供所转换的电压；

所述第二正反馈电路连接于所述第二缓冲器电容器和所述第二缓冲器单向导通装置的连结点与所述直流电源之间，并包括第二电压感应装置，它在所述第二半导体开关装置导通时用于转换所述负载电路两端的电压并且向所述第二正反馈电路提供所转换的电压。

2.如权利要求1所述的电源设备，其特征在于所述负载电路包括一个第一变压器，在其次级侧布置有整流装置。

3.如权利要求1所述的电源设备，其特征在于还包括一个单向导通装置和一个电抗器的串联组合，它连接到所述第一和第二电压感应装置的每一个上。

4.如权利要求3所述的电源设备，其特征在于所述第一和第二电压感应装置是第二变压器的次级绕组，而所述电抗器由所述第二变压器的所述次级绕组的漏电感提供。

5.如权利要求2所述的电源设备，其特征在于所述第一和第二电压感应装置是所述第一变压器的共用一个磁芯的次级绕组。

6.如权利要求2所述的电源设备，其特征在于所述第一和第二电压感应装置和所述第一变压器的初级绕组共用一个磁芯。

7.如权利要求1所述的电源设备，其特征在于第一和第二单向导通装置分别与所述第一和第二半导体开关装置以反向并联关系连接。

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