CN1152360A - 高效电源 - Google Patents

Abstract

用于从初级交流输入(13)产生稳压直流输出(Voltsl)的电源(11)具有常规整流和滤波电路(15)和开关电路(17)，用于向高频变压器(19)提供高频而且基本上是矩形电压波形的。该变压器的输出提供给具有接地线路和非接地线路的同步补偿转换器(21)，它具有位于非接地线路中的第一场效应管开关(35)和从第一场效应管开关连接到接地线路的第二场效应管开关(37)。同步补偿转换器中的一个控制器根据输入电压波形切换场效应管以达到整流。另一方面，两个场效应管在非接地线路为反相设置并一同切换，而控制器(43)还根据由同步补偿转换器的输出所产生的稳压输出的幅值而改变切换的占空因数，以获取精确稳压。电源提供了不同的多个稳压输出，它可由外部启动或关闭。

Description

高效电源

本发明所属技术领域

本发明涉及将初级交流电源转换为至少一个受控直流输出的开关电源，尤其涉及用于通用计算机系统的这类电源。

本发明的背景技术

诸如通用计算机系统这样的电子系统一般包括用于接受诸如在美国使用的为120V，60Hz的初级系统的初级电源，并用于以特定系统所需的其它形式提供电源。诸如计算机这样的系统常常需要几种不同电压的电能并作为直流电而不是初级的交流电。一般来说，希望电源以最大效率操作，使得在转换过程中所供给的电能损失量最小。

一个有效的电源将以最小的损耗向其负载传输电能。通过把操作系统或者设备所需的电能量减小到最小以节省电能的成本。

如上所述，一个计算机系统需要电能驱动几个子系统，而所有这些子系统并不是使用相同的电压。例如，很多计算机用5v直流或者3v直流来操作固态电路，诸如CPU微处理器，而同时电动机可能需要12v直流用于驱动盘存储系统。确实，计算机应当只消耗执行其必要的功能所需要的电能量。然而实际上，某些电能浪费在电源中，因而效率小于100％。所浪费的电能通常在电源部件中衰变为热。耗费的热必须被消散，否则部件的温度将上升到足以损坏部件，或者至少降低功能度。

在用于计算机系统的电源中的重要电能损失源是在把输入初级交流线路电压转换为稳压直流输出电压的过程中。部分的问题是在输入线路中(在美国为120v，60Hz)高电压和低频率的结合。

在通用计算机中，所需的输出电压通常在或者低于12v直流，从而使得较高的输入线路电压必须显著降低。电压的降低一般通过变压器实现。变压器的大小有很大范围，并且变压器的效率(连同其它因素)还依赖于在变压器初级线圈操作的输入线路电压的频率。一般来说，对于较高的输入频率，可使用较小的变压器。而且，由于计算机系统中尺寸的限制，小的变压器尺寸是所希望的。因而输入的低频率(60Hz)而需要大的变压器是一个问题。

处理低输入频率的问题的传统方法是在向变压器提供输入之前增加输入线路电压的频率。该过程的第一步是转换输入的交流线路电压为非稳压的直流电压。这一过程称为整流和滤波，并且是周知的。在本技术领域中有许多已知的途径来完成整流和滤波。

在传统的情形下，非整流的直流电压是通过一个开关采样以便增加频率。也就是，非整流直流电压被斩波为较高频率。这也是熟知的过程，并有很多实现这一点的方式。最后，被斩波的直流电压波形输入到小的高频变压器的初级线圈以完成降压的过程。

上述对于传统情形的电压的降压过程需要把输入的交流线路电压首先转换为直流，然后在实际被变压器降压之前回到交流。这一交流到直流到交流的过程对许多计算机系统电源是通用的。与每一转换步骤有相关的小损失，但是电源的这一降压级可被设计为相对有效。

变压器的次级交流电压波形被降压和斩波，然后再转换为稳压的直流电压供给计算机系统使用。所使用实现电源这一稳压级的一种常用的传统的方式是输入的稳压。首先，来自次级的交流波形通过二极管整流，二极管在一个方向上对电流具有低电阻而在相反方向上具有高电阻。其次，从这些二极管的输出被滤波以产生一直流电压。已经滤波的直流输出被采样并反馈以控制用来斩波被整流和滤波的交流输入线路电压的开关的占空因数。这一过程通过控制由变压器变换或者耦合的能量对输出直流电压稳压。

在这一传统的方法中，二极管两端有固定的压降。如果所需的输出电压足够低(例如为5v)，则对于标准的P-N结二极管，其两端大约为0.7V到1V的固定压降是输出电压一个明显的百分比。这导致通过二极管的电能消散，从而降低了电源的效率。

二极管的压降可通过使用肖特基二极管尽可能地减小，减小到压降为大约0.3V到0.7V，但是肖特基二极管比标准的P-N结二极管昂贵很多，这增加了电源的成本。一般来说，按照这种传统方式的电源的总效率在50％到70％的范围。

通过二极管消散的电能衰变为热这一事实进一步增加了困难。二极管电路中产生热的这一事实要求二极管的结构为其中的热可被控制的分立组件，因而妨碍了在二极管组件中应用集成电路技术。

对输入进行稳压以生成稳压的直流输出电压的另一个缺陷在于只有一个电平可被精确地稳压。这一事实使得在需要多个稳压输出直流电压的计算机系统中成为特别重要。

制造商用于克服这一缺陷以便精确控制多于一个输出的一种方法是通过运行与一个严格稳压的直流输出电平分立的开关稳压器以提供多个输出电压。这一设计称为功率轨道概念。开关稳压器也称为直流到直流转换器，并利用电场和磁场之间的关系以便对电压进行稳压。这些开关稳压器比可比较通道晶体管电压稳压器更有效率，制造商常用的开关稳压器的一种类型称为补偿转换器。

功率轨道方法解决了多输出精确性的困难，但是仍然有由所使用的整流二极管生成功率轨道而引起的低效率的困扰。而且，功率轨道通常以比任何被供电的子系统所需的电压为高的电压稳压，而这较高的电压是作为直流到直流转换器的基准电压。这造成成本负担，因为对每一输出电压需要一个独立的直流到直流转换器。

本发明的目的

很清楚，所需要的是一种在稳压级避免由整流二极管造成损失的电源结构，该结构还允许在不使用昂贵的功率轨道的情况下实现不同数值的多个精确稳压的直流输出电压。不需要昂贵的肖特基二极管而同时避免二极管的损耗使得电源的效率提高，并允许大多数电源元件作为硅固体器件实现。本发明的技术方案

根据本发明的实施例提供了用于从交流初级生成稳压直流输出的电源。该电源包括连接到用于产生非稳压直流电压的交流初级的整流和滤波电路，以及一个连接到整流和滤波电路的外部可调节输入开关电路，其构成使得在开关电路两个输出线路之间以高于输入频率的频率提供了基本是矩形波形的交流输出。基本是矩形的交流电压波形输入到一个降压变压器，该变压器带有连接到开关电路的两个输出线路的初级线圈和具有一个接地线的次级线圈。该变压器从输入开关电路在变压器的接地线和第一输出抽头之间以低于输入波形的电压基本上重新产生矩形波形。

具有连接到变压器接地线和第一输出抽头的第一和第二输入线路的唯一的同步补偿转换器对于变压器次级的矩形波进行整流。同步补偿转换器包括一个被连接以切换来自第一输出抽头的线路的第一场效应管，一个从第一场效应管的输出连接到接地线的第二场效应管，以及一个连接到每一场效应管的开关输入并以高于第一输出抽头电压与变压器的第二输出抽头相连的第一控制器。该控制器的构成是为了与矩形波同步地切换场效应管的通断，第一场效应管基本在波形电压为最大时接通，而在该电压为最小时断开。第二场效应管的通断状态与第一场效应管相反。

存储和滤波电路连接到第二场效应管的接地和非接地侧，该第二场效应管在来自非接地侧的线路中具有一个电感器而在接地和非接地侧之间连接有一个电容器，并从电感器的输出到电容器的接地侧提供被测量的稳压直流输出。连接到电感器的输出和外部可调节输入开关电路的第二控制器根据稳压直流输出的电压幅值的变化而调节输入开关电路的占空因数，以便提供电源的稳压直流输出。

与电源其它元件结合的唯一的同步补偿转换器以迄今不可得的效率供电。场效应管在导通状态具有很低的电阻，因而以比传统的开关二极管开关供电产生更低的功耗。

在本发明的具体实施例中，到变压器的输入侧是自稳压的，并且同步补偿转换器在从变压器非接地输出线路中具有两个相反极性的串联场效应管。在这一结构中，串联的场效应管被一同切换，而切换的占空因数由控制器响应检测电源稳压输出在同步补偿转换器中变换以达到稳压。这一实施例提供了电源的次级侧，它独立于用于稳压的初级侧，并通过从单一变压器并联连接的多组同步补偿转换器和存储及滤波器电路从单一输入侧和变压器提供多个稳压直流输出。

进而，在多个输出方式中，在同步补偿转换器中的控制器的通/断输入允许各个多个稳压输出被使能和禁止。

根据本发明的各种不同实施例的电源具有高于传统的开关电源的效率，其在负载下产生的热相对减小，从而允许实现同步补偿转换器及输入侧的硅电路。有各种选择实现这种集成电路，从芯片组到单一ASIC。

附图的简要说明

图1是根据本发明产生单一输出电压volts1的一个实施例的高效电源的框图；

图2A示例了图1的电源所使用的变压器的初级线圈的电压波形；

图2B示例了图1的电源所使用的变压器的次级线圈的电压波形；

图3是根据本发明具有同步补偿转换器的一个实施例的电源的稳压级的示意图；

图4示出了用于图3的同步补偿转换器的场效应管开关的门电压；

图5A示出了用于本发明的一个实施例的同步补偿转换器中的场效应管开关的占空因数的门电压。

图5B示例了不同于图5A所示的占空因数的另一占空因数的门电压；

图6为根据本发明提供多个输出电压的一个实施例的电源的降压级的示意图；

图7是根据本发明提供多个输出电压并且其特点为交变同步补偿转换器的电源稳压级的示意图；

图8是根据本发明提供多个输出电压的一个实施例的高效电源的示意图；以及

图9是根据本发明带有多个输出电压和独立使能/禁止控制线路的一个实施例的高效电源的示意图。

本发明的最佳实施例

在本发明的实施例中，电源效率的提高是通过使用产生精确稳压直流输出而同时又避免了由于与二极管相关的固定压降所引起的电能损失的稳压级的结构而实现的。在以下所述的实施例中，结构扩展到允许对不同直流电压的多个输出进行精确而有效的稳压。

图1是根据本发明的一个实施例的高效电源11的框图。整流和滤波电路15，开关电路17，变压器19，及控制器29共同操作以便对交流线路电压输入13降压。同步补偿转换器21，存储和滤波器电路27，及控制器29包括对输出电压volts1的稳压的稳压级。

在图1的电源中，交流线路电压输入13馈送给整流和滤波电路15。电路15在其输出产生一非稳压直流电压。非稳压直流电压馈送给开关电路17，该电路对电路15的非稳压直流电压输出斩波为较高频率，通常为100Hz或者更高。然后来自开关17的斩波输出提供给高频变压器19的初级线圈。变压器19的次级线圈重新产生低电压输入交流波形。变压器19的输出完成电源的降压级。

开关17和变压器19表示前部设计结构。前部设计结构用于这一实施例，因为已知它能提供增加整个电源效率的相对高的效率。在前部设计结构中，变压器19的初级和次级线圈相同，由控制器29控制通过开关17的电流被稳压而在变压器19的初级产生交流脉冲串电压。这允许变压器19恰好被用于电压转换。变压器19的交流波形的降压模式在次级重新产生并保持较小的线圈损耗。前部设计结构对于电源应用部分而言一般具有从90％到95％的效率。

图2A表示变压器19的初级线圈的交流波形，而图2B表示变压器19次级线圈所产生的图2A的波形。变压器19的次级线圈的一侧接地，这使得图2B中的波形在接地电位以上偏置。

来自变压器19的次级线圈的交流波形提供给同步补偿转换器21。前部馈送通路20是来自变压器19次级线圈的较高线圈抽头(较高电压)，并需要同步补偿转换器21的正确操作和同步。同步补偿转换器21与传统的补偿转换器不同的部分在于，提供给同步补偿转换器的输入电压是交流电压而不是直流电压。

图1的电源Volts1输出通过由同步补偿转换器21，存储和滤波电路27，控制器29，及反馈通路31和33组成的反馈回路稳压。同步补偿转换器21的输出馈送到存储和滤波电路27。

本实施例中，存储和滤波电路27包括存储电感器23和滤波电容器25。作为直流输出的电压volts1由存储和滤波电路27提供以便分配到需要volts1的特定直流电压的计算机元件。

输出volts1由控制器29通过反馈通路31采样。如上所述，控制器29调节开关17的占空因数，该开关通过变压器19控制耦合到同步补偿转换器21的能量，而完成反馈回路。开关17的占空因数有助于确定输出电压volts1的幅值。

图3是这一实施例中连接到变压器19和存储及滤波电路27的同步补偿转换器21的示意图。同步补偿转换器21由场效应晶体管(场效应管)开关35和37组成。场效应管35与变压器19的非接地输出线串联，而场效应管37跨接在变压器的两个输出线之间通过在连接点和变压器之间的场效应管35连接到非接地线。如同平常那样，对于这些器件而言，与每一场效应管相关的有寄生二极管39和41。控制器43装设在同步补偿转换器之内，用于在适当的时间切换场效应管以实现对变压器的交流输出整流。

同步补偿转换器21不使用二极管对来自变压器19次级的波形进行整流或者对volts1的稳压。开关35和37与变压器的输出波形同步控制以实现整流，并提供一个低阻抗的导电通路。这种场效应管开关的电阻通常为20毫欧姆或者更低。

同步补偿转换器21操作如下：变压器19的次级所提供的电能通过开关35馈送给用于存储的电感器23。电容器25提供平滑功能。开关35是作为同步整流器，允许能量从变压器19以单方向通过进入电感器23。开关35与来自变压器的输出脉冲串的正周期同步。同步是由来自作为控制器43的输入的变压器19的次级上的较高线圈抽头的前部馈线20实现的。

除了同步以外，前部馈线20还向控制器43提供开关35和37完全导通所必须的较高电压，而线路20上的电压波形遵从开关17的占空因数。

volts1电平的变化是通过执行补偿转换器功能的开关35和37的组合而实现的。于是，只用两个开关35和37就执行了同步整流和补偿转换这两个功能。

控制器43根据由控制器29控制的开关17的占空因数提供对于volts1适当的稳压(图1)。开关35的周期随开关37而改变。当一个开关导通时另一个开关断开。这一同步是根据前部馈线20的波形而实现的。开关35和37的交变状态保持电流流过存储电感器23，允许输出电压选择的能量存储和稳压。

开关35和37不能同时导通，因为来自变压器19的电能会被旁路接地。于是实际上，在一个开关断开和另一个开关导通之间插入了一个小的时延。

图4表示在一个例子中对于开关35和37的门电压。在两个开关都断开的小周期期间，寄生二极管41保持电流流过电感器23和电容器25。

在一个较佳实施例中，开关35和37及控制器43在单一集成电路芯片上制成，从而提供了小的部件尺寸，数目，和低成本的好处。由于在导通(闭合)状态时的低阻抗，由开关35和37消散的低功率使得它们与控制器43集成在单一芯片组件上是实际可能的。

全电压稳压由图1中所示的反馈回路实现，其中，volts1通过通路31被采样而返回控制器29。控制器29根据电压采样通过反馈通路33控制开关17的占空因数。通过调节变压器19初级的电压脉冲串占空因数，开关17的占空因数控制通过变压器19耦合到同步补偿转换器21的能量。

图5A示出了在一个占空因数内对开关35和37的门电压，而图5B示出了在另一个占空因数开关35和37的门电压。图5A示出比图5B较多的电能通过导通的开关35转移到电感器23的情形。由控制器29根据volts1的幅值变化所调节开关17的占空因数对于变压器19的输入和输出以及对于确定开关35和37的的切换时间的前部线路20是相同的。

当开关35导通而开关37断开(图3)时，电能转移到电感器23，并且电流从开关35通过电感器23流到电容器25。vlots1在这一周期上升。当开关37导通而开关35断开时，电流在相反方向流过，即从电容器25通过电感器23到开关41接地。volts1在这一周期降低。于是利用这里所述的有效的反馈回路，能够在输出负载大范围变化的情况下对volts1精确稳压。

上述的同步补偿转换器21具有从90％到95％的理论效率，于是同前部设计结构结合，在由图1所示的本发明的实施例中，整个电源结构的总效率大于85％。

作为本发明的一个实施例的上述电源结构提供了大为改进的效率和作为应用专用集成电路(ASIC)在硅中实现很多部件的唯一可能性。于是所述实施例的结构给出了低成本，低的部件数目，和小的部件尺寸的优点。然而，利用变压器19的初级侧稳压，只能使一个输出电压被精确稳压，因为到变压器19的电压脉冲串的占空因数对于volts1是优化的。

存在着仅需要有效的单一直流输出电压的低造价应用，而至此所述的实施例将会适合这种应用。然而，为了满足诸如多数通用计算机系统之类的多输出电压要求，本发明在另一实施例中可被扩展成一种可适应不同电压的多直流输出的结构，使得每一输出的幅值可精确稳压。而且，该扩展无需不必要的功率轨道的成本即可实现。

在保持对于多输出高效和精确稳压的另一个实施例中，同步补偿转换器21和前部设计结构的总设计不变，只是对反馈回路稍作修改。

图6是本发明用于在初级输入36实现输入交流线路电压降压的多输出的一个实施例中的电源结构的前半部分的示意图。输入交流线路电压36，整流和滤波电路38，以及开关电路40可以与图1所示的实施例的部件相同。在图6的实施例中，在变压器45的初级所产生的电压脉冲串被采样并通过反馈回路49反馈到控制器47。这一采样是在变压器45上的高于开关40的输入线圈的线圈匝数抽头实现的。

利用在通路49上的采样电压脉冲串，控制器47调节开关40以便控制变压器45初级的电压脉冲串的频率和占空因数。这一回路是独立于输出电压而自调节的，并被设定产生去往变压器初级的具有固定占空因数和频率的电压脉冲串。

图7的前部分示于图6中，其示出了整流和稳压级。存储和滤波块42可以与图1和3中的电路相同，而同步补偿转换器61是图1和3的同步补偿转换器21的修改模式。前部线路51提供与图1和3中的前部线路20相同的功能，用于向控制器57提供输入以便使得分别具有寄生二极管48和50的场效应管开关44和46同步和操作。

同步补偿转换器61在操作上与图1和3中的同步补偿转换器21相同。唯有的修改是增加了场效应管开关53和相关的寄生二极管55。本实施例中，同步整流是通过由开关53和44所构成的组合开关进行的，而输出电压volts2的稳压是由开关53，44，和46的组合实现的。开关53和44的周期利用开关46改变。

本实施例中，为了实现电压稳压，volts2被采样并通过反馈通路59反馈到同步补偿转换器61中的控制器57。输入侧不再被输出侧稳压。利用采样的输出，控制器57控制开关53和44组合及开关46的占空因数，从而有选择地变化转移到电感器52的能量。

控制器57在频率上与图6中的控制器47同步。因此，开关53和相关的寄生二极管对于同步整流的正常操作是必要的。有一种情形，即由开关40和控制器47所控制的电压脉冲串处于耦合到变压器45的次级的一个正周期，并且开关53和44为断开，而开关46为导通用于volts2稳压。假如开关53不在那里，就象同步补偿转换器21中的情形，则寄生二极管48将导通，使得电能旁路通过开关46接地。这种情形下，功率将通过寄生二极管48消散，从而降低电源的效率。加入开关53和寄生二极管55防止了这种情形发生。寄生二极管55与寄生二极管48反相连接，并在这种情形下其作用如同阻挡二极管，防止电流流过寄生二极管48。

同步补偿转换器61的这一实施例还充分吸取了集成电路技术的优点。三个场效应管开关53，44和46，连同控制器57仍然能够在单一集成电路上制成并装配在单一组件之中。

控制器57允许实现均来自单一变压器45驱动的多直流输出电压，其方式是通过替换同步补偿转换器和存储及滤波电路。图8是根据本发明带有不同大小多输出直流电压的高效电源系统63的一个实施例的简略框图。附加的同步补偿转换器65和67以及附加的存储与滤波电路71和73用于产生直流输出volts3和volts4。电源63不使用功率轨道，因而没有输出电压被浪费。只产生所需要的电平的输出电压。而且，由于在所有同步补偿转换器中的控制器是与控制器47在频率上同步的，故不会发生可能引起电源系统不稳定性的拍频。

使用场效应管开关的另一个优点在于它们易于控制。对于图8中同步补偿转换器61的开关53和44的门极可通过控制器57由计算机系统(或者其它设备)中的其它控制功能访问使得各个输出被使能或者禁止，与功率管理系统组合进一步提供更整体的效率，诸如笔记本计算机中的休眠电路。通过断开同步补偿转换器61中的开关53和44，或者任何其它同步补偿转换器中的同等的开关，迫使对应的输出直流电压为零，使得电路或者负载不消耗或者消散功率。

图9是根据本发明的提供多直流输出电压以及各个输出电压的使能/禁止控制的高效电源系统77的一个框图。控制线路79，81，和83对于对应的同步补偿转换器的控制器提供使能/禁止的功能。

显然，对于本领域内的普通技术人员来说，在不背离本发明的精神和范围的情形下有许多可作出的改变。例如，在图1，8，和9中的实施例所使用的场效应管开关可不加限制而视方便而定。有其它固态或者机械器件可代替这些选择。作为另一例子，用于图1，8，和9的实施例的前部设计结构并不是实现该目标的输入交流线路斩波和降压模式的唯一类型。作为进一步的例子，用于图1，8，和9的实施例的场效应管开关为了实现该目的不必完全按所示那样连接。例如它们可按分立或者集成电路方式并联以进一步改进电源结构的整体效率。有各种方式可实现该效果的电路，使得组件制造比传统电源较低廉，更为紧凑并更为灵活及可控。

Claims (24)

1.用于从交流初级提供稳压直流输出的电源，其特征在于包括：连接到所述交流初级用于产生非稳压直流电压的整流和滤波电路；连接到所述整流和滤波电路输出端的外部可调节的输入开关电路，其构成使得在所述开关电路两个输出线路之间以高于输入频率的频率提供基本是矩形波形的交流输出；一个降压变压器，所述降压变压器带有连接到开关电路的两个输出线路的初级线圈和一个接地线的次级线圈，用于在接地线和第一输出抽头之间从输入开关电路以低于输入波形的电压基本上重新产生矩形波形；一个同步补偿转换器，所述同步补偿转换器具有连接到所述变压器接地线和所述第一输出抽头的第一和第二输入线路，该同步补偿转换器包括一个被连接以切换来自所述第一输出抽头的线路的第一场效应管，一个从所述第一场效应管的输出连接到接地线的第二场效应管，以及一个连接到每一场效应管的开关输入并以高于第一输出抽头电压连接到所述变压器的第二输出接头的第一控制器，该控制器的构成是为了用基本是矩形的波形同步地切换场效应管的通断；连接所述到第二场效应管的接地和非接地侧的存储和滤波电路，在来自所述非接地侧的线路中具有一个电感器及在所述接地和非接地侧之间连接的一个电容器，并从所述电感器输出到所述电容器的接地侧提供被测量的稳压直流输出；以及连接到所述电感器的输出和所述外部可调节输入开关电路的第二控制器，用于根据稳压直流输出的电压幅值的变化而调节输入开关电路的占空因数。

2.根据权利要求1所述的电源，其中所述的同步补偿转换器为单一集成电路。

3.根据权利要求1所述的电源，其中所述同步补偿转换器，整流和滤波电路，外部可调节开关电路，和第二控制器是作为集成电路芯片组的部分而实现的。

4.根据权利要求3所述的电源，其中芯片组包含一个单一集成电路。

5.用于从交流初级提供稳压直流输出的电源，其特征在于包括：连接到所述交流初级用于产生非稳压直流电压的整流和滤波电路；连接到所述整流和滤波电路的输出端的输入开关电路，其构成是为了以预定频率和占空因数在所述开关电路两个输出线路之间以高于输入频率的频率提供基本是矩形波形的交流输出；一个降压变压器，所述变压器带有连接到开关电路的两个输出线路的初级线圈和一个具有接地线的次级线圈，用于从输入开关电路在所述接地线和第一输出抽头之间以低于输入波形的电压基本上重新产生矩形波形；一个同步补偿转换器，所述同步补偿转换器具有连接到所述变压器接地线和所述第一输出抽头的第一和第二输入线路，该同步补偿转换器包括一个连接到第一输出抽头的第一场效应管和与第一场效应管串联并与第一场效应管相反极性连接的第二场效应管，以切换来自所述第一输出抽头的线路，一个从所述第二场效应管的输出连接到接地线的第三场效应管，以及一个连接到每一场效应管的开关输入并以高于所述第一输出抽头电压连接到所述变压器的第二输出抽头的第一控制器，该控制器的构成是为了与基本是矩形的波形同步地切换各场效应管的通和断，第一和第二场效应管被共同切换；连接到所述第三场效应管的接地和非接地侧的存储和滤波电路，在来自非接地侧的线路中具有一个电感器而在接地和非接地侧之间连接了一个电容器，从所述电感器的输出到所述电容器的接地侧提供被测量的稳压直流输出；以及从所述电感器输出到所述同步补偿转换器中的所述第一控制器的反馈线路，所述第一控制器的构成是为了根据稳压的直流输出电压幅值的变化调节场效应管切换的占空因数。

6.根据权利要求5所述的电源，其中所述的同步补偿转换器为单一集成电路。

7.根据权利要求5所述的电源，其中所述的整流和滤波电路，输入开关电路，和同步补偿转换器是作为集成电路芯片组而实现的。

8.根据权利要求7所述的电源，其中所述的芯片组包括一个单一集成电路。

9.根据权利要求5所述的电源，其中所述的开关电路还包括连接到所述降压变压器的初级线圈一个输出抽头以及所述开关电路的第二控制器，该控制器的构成是为了稳定所述开关电路的频率和占空因数。

10.根据权利要求5所述的电源，还包括多组同步补偿转换器和存储及滤波电路，每一个从所述变压器接地线和第一和第二输出抽头并联地连接，每一组同步补偿转换器和存储及滤波电路提供独立的和分别稳压的直流输出。

11.根据权利要求10所述的电源，其中所述的同步补偿转换器是作为一个集成电路芯片组实现的。

12.根据权利要求11所述的电源，其中所述的同步补偿转换器是在单一集成电路中实现的。

13.根据权利要求10所述的电源，其中所述的同步补偿转换器，存储及滤波电路，以及输入开关电路是作为集成电路芯片组实现的。

14.根据权利要求13所述的电源，其中所述的集成电路芯片组包括一个单一集成电路。

15.根据权利要求10所述的电源，还包括在每一同步补偿转换器对于第一控制器的导通-断开输入，该控制器的构成是为了响应通/断输入的状态而切断同步补偿转换器以及相关的稳压直流输出。

16.用于对在第一和第二输入线路的两端的矩形电压波形进行整流的同步补偿转换器，其特征在于包括：连接到第一输入线路的第一场效应管；从所述第一场效应管连接到第二输入线路的第二场效应管；以及连接到所述第一和第二场效应管的开关输入并具有监测矩形电压波形的控制器，该控制器的构成是为了以输入电压波形的反向状态同步地切换场效应管的通/断状态。

17.根据权利要求16所述的同步补偿转换器是由一个集成电路实现的。

18.根据权利要求16所述的同步补偿转换器，还包括连接到所述第一输入线路和第一场效应管输入的第三场效应管，该第一和第三场效应管反相连接，并且其中所述的控制器具有用于对稳压的直流电压采样并响应稳压直流电压的幅值变化而改变场效应管切换的占空因数的一个输入。

19.根据权利要求18所述的同步补偿转换器是由一个集成电路实现的。

20.根据权利要求18所述的同步补偿转换器，还包括一个用于通/断信号的控制器输入，其中，该控制器响应所述通/断信号的状态使能和禁止所述同步补偿转换器。

21.根据权利要求20所述的同步补偿转换器是由一个集成电路实现的。

22.用于对矩形电压波形整流的方法，其特征在于包括以下步骤：在同步补偿转换器的第一和第二输入线路两端施加基本是矩形的波形，所述第二输入线路接地；在矩形波为最大电压的时间内使所述第一输入线路中的第一场效应管导通，并对矩形波不在最大电压的所有时间使所述第一场效应管为断开；以及在矩形波不在最大电压的时间内的一个时间，切换从所述第一场效应管连接到接地线路的第二场效应管为导通，并对于矩形波为最大电压的所有时间则切换其为断开。

23.根据权利要求22所述的方法，其中，一个第三场效应管连接在所述第一场效应管和第一输入线路之间，所述第一和第三场效应管以反相连接并共同被切换，还包括根据从所述同步补偿转换器的输出所产生的稳压直流电压的幅值改变各场效应管切换的占空因数的步骤。

24.根据权利要求23所述的方法，还包括用于响应外部断开信号切断各场效应管的切换，并响应外部导通信号恢复各场效应管切换的步骤。

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