CN101026338A

CN101026338A - 适用于低压大电流dc/dc模块的拓扑

Info

Publication number: CN101026338A
Application number: CN 200710073504
Authority: CN
Inventors: 宋凌锋; 唐隼; 雷兴华; 高奇峰
Original assignee: Emerson Network Power Co Ltd
Current assignee: Vertiv Tech Co Ltd
Priority date: 2007-03-13
Filing date: 2007-03-13
Publication date: 2007-08-29

Abstract

本发明公开了适用于低压大电流DC/DC模块的拓扑，涉及直流电源变换技术领域。该拓扑包括依次连接的斩波电路、变压器和含开关管S3、开关管S4的整流电路，变压器的个数为2个，变压器T1原边绕组和变压器T2原边绕组串联，形成第一串联支路，第一串联支路的两端作为两输入端，接收斩波电路的能量；变压器T1副边绕组和开关管S3串联，形成第二串联支路，变压器T2副边绕组和开关管S4串联，形成第三串联支路，第二串联支路与第三串联支路并联，该并联支路的两端作为整流电路的两直流输出端。本发明的拓扑电路中，采用非零偶数个变压器，原边串联副边并联输出，降低变压器的设计难度，无输出电感，且原边只有一个电容，布板非常容易。

Description

适用于低压大电流DC/DC模块的拓扑

[技术领域]

本发明涉及直流电源变换技术领域，特别涉及适用于低压大电流DC/DC模块的拓扑。

[背景技术]

自从20世纪80年代初以来，集成电路制造技术和计算机工业迅猛发展。以Intel公司的Pentium微处理器为代表的新一代微处理器的集成度越来越高，运算速度越来越快，功能也越来越强。同时，这种新型微处理器对供电电源提出了许多新的要求：(1)工作电压从传统的标准5V不断下降至1.5V左右，甚至1V以下。(2)工作电流不断增大，从几安培上升至几十安培，甚至几百安培。(3)动态响应速度要求越来越高，电流动态变化率从十几安培/us提高到几百安培/us，如高性能VRM(Voltage Regulator Module电压调节模块)。此外，包括掌上电脑、移动电话等在内的各种便携式电子产品近几年发展迅速，预计在今后5年内将以年均20-50％的增长率迅速占领市场。这些靠电池供电的手提式电子产品，要求DC/DC变换器的转换效率尽可能地高，待机电流尽量小以延长电池使用寿命；同时，要求变换器有很小的尺寸和扁平的结构，也即要求电源体积小，功率密度高。

为满足上述这些要求，今后在计算机和通讯系统中将广泛地采用所谓分布式电源系统(Distributed Power System，DPS)。分布式电源系统中，能量通过高压(如48V)小电流总线传输分配至负载端，然后由一级或多级DC/DC变换器变换成低电压(如3.3V或更低)直接供应负载。如图1所示，是一种典型分布式电源系统结构，图中，交流输入经过功率因数校正电路后电压变为400V DC，再经过前端DC/DC变换器进行变换，得到48V DC总线电压，此时，该总线电压可以通过高压变换器进行变换后直接给低压负载供电，同时，也可以先通过板上变换器把该总线电压变为5V DC或12V DC电压，再通过低压变换器进行变换，最后给低压负载供电。

随着计算机芯片对电源容量和瞬态响应要求的不断提高，现在被广泛采用的低压(如5V、12V)分布式电源系统将难以满足要求，其中一部分会逐渐被高压(如48V)分布式电源系统所取代。与低压(输入)分布式电源系统相比较，高压(输入)分布式电源系统有许多显著优点。

综上所述，低压大电流将是中小功率电源发展的趋势之一。

现有技术中，针对低压大电流提出了两级隔离式拓扑，将调压与电气隔离功能通过两个电路分别实现，而根据调压级与电气隔离级的级联顺序，两级隔离式变换器有两种结构，如图2所示，是两级隔离式DC/DC变换器结构图，其中，图2(a)表示先隔离后调压结构，在隔离模块中，以固定占比对原边电路进行控制，通过变压器把原边电路和副边电路进行隔离，而在调压模块中，则通过控制路径对电压调节器进行控制，实现对DC/DC变换器输出电压的调节；图2(b)则表示先调压后隔离结构，在调压模块中，通过控制路径对电压调节器进行控制，调节隔离模块的输入电压，在隔离模块中，以固定占空比对原边电路进行控制，通过变压器把原边电路和副边电路进行隔离，从而实现对DC/DC变换器输出电压的调节。

以上图2所示方案的最大弊端是功率回路器件较多(如：磁性器件、开关管等)，需经过两级变换，导致效率较低，成本较高。

图3是现有技术中变换器的不对称半桥拓扑电路图，其原理与对称半桥电路或有源钳位电路非常类似，特别是在LLC谐振电路中应用很多，开关管S1、开关管S2和电容C1构成一斩波电路，用于向变压器原边绕组输入高频交流电，变压器T变压，开关管S3和开关管S4整流，电感L、电容C2滤波，最后实现给负载供电，但是这种拓扑如果应用在低压大电流拓扑中并没有明显的优势，首先，变压器的设计上，低压输出会使变压器的变比较大，特别是高压输入场合(如200V至400V)变压器的变比会更大，同时使副边绕组的电流变大，因此必须选择截面较大的绕线才能满足要求，增大了变压器的体积，增加了变压器设计的难度；其次，在DC/DC模块PCB布板上会产生一些问题，大电流输出会占用较多的PCB铜铂空间，也会使BMP模块(Board Mounted Power板载装配电源)散热困难，效率降低。

[发明内容]

本发明要解决的技术问题是提供适用于低压大电流DC/DC模块的拓扑，降低了变压器的设计难度。

本发明的技术方案是：

适用于低压大电流DC/DC模块的拓扑，包括依次连接的斩波电路、变压器和含开关管S3、开关管S4的整流电路，所述变压器的个数为2个，变压器T1原边绕组和变压器T2原边绕组串联，形成第一串联支路，所述第一串联支路的两端作为两输入端，接收所述斩波电路的能量；变压器T1副边绕组和开关管S3串联，形成第二串联支路，变压器T2副边绕组和开关管S4串联，形成第三串联支路，所述第二串联支路与所述第三串联支路并联，该并联支路的两端作为整流电路的两直流输出端。

进一步地，所述2个变压器合为一集成磁元件。

进一步地，适用于低压大电流DC/DC模块的拓扑，还包括N个变压器，其中N为大于等于2的偶数；所述N个变压器的原边绕组串接在变压器T1原边绕组和变压器T2原边绕组之间的第一串联支路中，所述N个变压器中的N/2个副边绕组分别并联在所述变压器T1副边绕组的两端，余下N/2个副边绕组分别并联在所述变压器T2副边绕组的两端。

进一步地，所述N+2个或N个变压器合为一集成磁元件。

进一步地，所述斩波电路包括开关管S1、开关管S2和电容C1，所述开关管S1的一端作为斩波电路的一输入端，其另一端连接开关管S2的一端，开关管S2的另一端同时作为斩波电路的另一输入端和一输出端，电容C1的一端连接在开关管S1和开关管S2的连接点上，其另一端作为斩波电路的另一输出端。

进一步地，所述开关管S1和开关管S2为MOS管。

进一步地，所述开关管S1和开关管S2的控制电路为PWM控制电路或谐振控制电路。

进一步地，所述开关管S3和开关管S4为MOS管。

进一步地，所述开关管S3和开关管S4的驱动电路为自驱驱动电路或他驱驱动电路。

进一步地，所述开关管S3和开关管S4为二极管。

本发明的有益效果是：

本发明的拓扑电路中，采用非零偶数个变压器，所有原边绕组串联连接，在输入电压不变的情况下，与现有技术相比，降低了每个变压器原边绕组两端的电压，实现分压功能；变压器所有副边绕组并联输出，有利于减小每个副边绕组中的电流，实现分流功能，降低变压器的发热，提高变换效率；在本发明的拓扑电路中，无输出电感，由变压器代替，且原边只需一个电容，因此所需器件少，布板容易；在单个变压器的设计上，不需要选择截面大的绕线就能够满足要求，由于多个变压器相对独立，有利于散热上的设计，避免现有技术中发热集中而引起的散热困难问题，有利于提高功率密度。

[附图说明]

图1是现有技术中分布式电源系统的一种典型结构。

图2(a)、(b)分别是现有技术中两级隔离式DC/DC变换器的两种结构。

图3是现有技术中变换器的不对称半桥拓扑电路图。

图4是本发明实施例一的拓扑电路图(一)。

图5是本发明实施例一的拓扑电路图(二)。

图6是本发明实施例一在不对称半桥正反激电路中的应用示意图。

图7(a)、(b)、(c)和(d)分别是图6中变换器的输出电压波形、副边整流管(续流管)的驱动波形、两变压器的励磁电流波形示意图。

图8是本发明实施例二的拓扑电路图。

[具体实施方式]

下面结合附图和实施例对本发明进行进一步阐述：

本发明提出的适用于低压大电流DC/DC模块的拓扑，主要是在变压器上进行改动，通过采用两个或两个以上的偶数个变压器，以“原边绕组串联输入，副边绕组并联输出”的方式进行连接，在DC/DC模块的输出为低压大电流时，所有副边绕组共同分流，使单个副边绕组中电流较小，从而降低了对变压器绕线的性能要求(尤其是绕线的粗细)，易于变压器的设计；这里的低压大电流是指DC/DC模块的输出值，一般来说，输出电压值低于5V，即称为低压，而输出电流值高于50A，则称为大电流。

实施例一：

在本实施例中，变压器的个数为2个，电路原理图如图4所示，该拓扑包括：斩波电路、变压器T1/T2、含开关管S3和开关管S4的整流电路及滤波电容C2；

其中，斩波电路包括开关管S1、开关管S2和电容C1，开关管S1的一端作为斩波电路的一输入端，其另一端连接开关管S2的一端，开关管S2的另一端同时作为斩波电路的另一输入端和一输出端，电容C1的一端连接在开关管S1和开关管S2的连接点上，其另一端作为斩波电路的另一输出端；斩波电路的两输入端连接直流输入电源；

变压器T1原边绕组与变压器T2原边绕组串联，该串联支路的两端(变压器T1原边绕组的第一端、变压器T2原边绕组第一端)分别连接斩波电路的两输出端，接收斩波电路输出的电能；变压器T1副边绕组通过其第一端与开关管S3串联，形成第二串联支路，变压器T2副边绕组通过其第一端与开关管S4串联，形成第三串联支路，所述第二串联支路与所述第三串联支路并联(变压器T1副边绕组的第二端与变压器T2副边绕组的第二端相连)，该并联支路的两端作为整流电路的两直流输出端；滤波电容C2跨接于整流电路的两直流输出端上，最后，负载连接整流电路的两直流输出端；其中，变压器T1原边绕组的第一端和其副边绕组的第一端互为同名端，变压器T2原边绕组的第一端和其副边绕组的第一端互为同名端，开关管S3和开关管S4的整流方向如图中两个箭头所示，这里开关管S3和开关管S4的整流方向也可以都与图中所示的方向相反，原理都是一样。

两个变压器的正反激电路拓扑在成本与效率方面有明显的优势，特别是针对低压大电流的输出，电路中，两个变压器原边绕组串联，副边绕组并联输出，非常适用于低压大电流输出的应用场合，包括高压输入和低压输入的情况，因为变压器原边绕组串联，两个原边绕组对输入电压进行分压，变压器副边绕组并联，可以对输出的大电流进行分流，这样使得每个变压器单独承受的输入电压和输出电流相对较小，进而在变压器的设计上，尤其是绕线粗细的选择上降低要求；该电路中是无输出电感的，其已等效在原边，由副边开路的变压器代替，这样本发明中的拓扑就可以省掉输出电感，所需器件少，布板简单、容易；另外，两个变压器的电路都是电流馈电的，即电流型的，这种变压器工作方式的优点是可以自动地对由铁心饱和或剩磁所可能引起的初级绕组电流过大的现象进行限制；由于多个变压器相对独立，有利于DC/DC模块中的散热设计，尤其是变压器散热容易，避免发热集中而引起的散热困难问题，提高了DC/DC模块的变换效率，有利于提高功率密度。

图4所示的电路中，开关管S1和开关管S2可以为MOS管，开关管S1和开关管S2的控制电路可以为PWM控制电路或谐振控制电路，容易实现软开关技术，PWM控制电路中可以采用互补控制，即D，1-D控制，也可采用对称控制；开关管S3和开关管S4可以为MOS管，也可以为二极管，当采用MOS管时，开关管S3和开关管S4的驱动电路为自驱驱动电路或他驱驱动电路，自驱是指直接用变压器加上辅助绕组来驱动(副边耦合)，他驱是指外加一定的电路来驱动。

在图4中，两个变压器T1/T2可以用一个集成磁元件代替，其电路原理图如图5所示，两个变压器合为一集成磁元件T，集成磁元件中磁通可以耦合，也可以没有相互作用。对于本发明来说，采用集成磁元件所需器件少，布板容易，优化后对效率，纹波等输出指标的提升有好处。

图6是本实施例在不对称半桥正反激电路中的应用示意图，图中，直流输入电压为48V，开关管全部采用MOS管，其中Q1、Q2和C1构成斩波电路，Q1和Q2的栅极输入驱动信号；Q3、Q4、Q5和Q6为副边整流管，也可称为续流管，这四个MOS管都采用相同的驱动波形，而且都采用自驱的方式。

图7(a)是图6中变换器的输出电压波形示意图，图7(b)是副边整流管(续流管)的驱动波形示意图，图7(c)和图7(d)分别是两变压器的励磁电流波形示意图。

由图7可看出，输出电压的纹波很小，原理上有倍频作用，副边电路中完全可以不用电感；副边同步整流管驱动可以实现自驱，当然也可用他驱；两个变压器的励磁电流波形一致，可见，两个变压器完全对称，所有参数一致，设计非常方便。

实施例二：

本实施例是在实施例一的基础上增加两个变压器T3/T4，可以应用于输出电流更大的场合，其电路原理图如图8所示，所述变压器T3/T4的原边绕组串接在变压器T1原边绕组第二端和变压器T2原边绕组第二端之间，其中，变压器T3原边绕组的第一端连接变压器T1原边绕组第二端，变压器T3原边绕组的第二端连接变压器T4原边绕组的第二端，变压器T4原边绕组的第一端连接变压器T2原边绕组第二端；所述变压器T3副边绕组分别并联在所述变压器T1副边绕组的两端，所述变压器T4副边绕组分别并联在所述变压器T2副边绕组的两端，其中，变压器T1副边绕组的第一端和第二端分别连接变压器T3副边绕组的第一端和第二端，变压器T2副边绕组的第一端和第二端分别连接变压器T4副边绕组的第一端和第二端，变压器T3原边绕组的第一端和其副边绕组的第一端互为同名端，变压器T4原边绕组的第一端和其副边绕组的第一端互为同名端。

另外，本实施例中所使用的4个变压器也可以合为一集成磁元件。

综上所述，本发明可以在实施例一的基础上增加N个变压器，其中N为大于等于2的偶数，该N个变压器的原边绕组串接在变压器T1原边绕组和变压器T2原边绕组之间的第一串联支路中，所述N个变压器中的N/2个副边绕组分别并联在所述变压器T1副边绕组的两端，余下N/2个副边绕组分别并联在所述变压器T2副边绕组的两端；这样同样也可以实现发明目的，降低了变压器的设计难度，提高DC/DC模块的变换效率，有利于提高功率密度。

Claims

1、适用于低压大电流DC/DC模块的拓扑，包括依次连接的斩波电路、变压器和含开关管S3、开关管S4的整流电路，其特征在于：

所述变压器的个数为2个，变压器T1原边绕组和变压器T2原边绕组串联，形成第一串联支路，所述第一串联支路的两端作为两输入端，接收所述斩波电路的能量；变压器T1副边绕组和开关管S3串联，形成第二串联支路，变压器T2副边绕组和开关管S4串联，形成第三串联支路，所述第二串联支路与所述第三串联支路并联，该并联支路的两端作为整流电路的两直流输出端。

2、根据权利要求1所述的适用于低压大电流DC/DC模块的拓扑，其特征在于：

所述2个变压器合为一集成磁元件。

3、根据权利要求1或2所述的适用于低压大电流DC/DC模块的拓扑，其特征在于：

还包括N个变压器，其中N为大于等于2的偶数；所述N个变压器的原边绕组串接在变压器T1原边绕组和变压器T2原边绕组之间的第一串联支路中，所述N个变压器中的N/2个副边绕组分别并联在所述变压器T1副边绕组的两端，余下N/2个副边绕组分别并联在所述变压器T2副边绕组的两端。

4、根据权利要求3所述的适用于低压大电流DC/DC模块的拓扑，其特征在于：

所述N+2个或N个变压器合为一集成磁元件。

5、根据权利要求4所述的适用于低压大电流DC/DC模块的拓扑，其特征在于：

所述斩波电路包括开关管S1、开关管S2和电容C1，所述开关管S1的一端作为斩波电路的一输入端，其另一端连接开关管S2的一端，开关管S2的另一端同时作为斩波电路的另一输入端和一输出端，电容C1的一端连接在开关管S1和开关管S2的连接点上，其另一端作为斩波电路的另一输出端。

6、根据权利要求5所述的适用于低压大电流DC/DC模块的拓扑，其特征在于：

所述开关管S1和开关管S2为MOS管。

7、根据权利要求5所述的适用于低压大电流DC/DC模块的拓扑，其特征在于：

所述开关管S1和开关管S2的控制电路为PWM控制电路或谐振控制电路。

8、根据权利要求1所述的适用于低压大电流DC/DC模块的拓扑，其特征在于：

所述开关管S3和开关管S4为MOS管。

9、根据权利要求8所述的适用于低压大电流DC/DC模块的拓扑，其特征在于：

所述开关管S3和开关管S4的驱动电路为自驱驱动电路或他驱驱动电路。

10、根据权利要求1所述的适用于低压大电流DC/DC模块的拓扑，其特征在于：

所述开关管S3和开关管S4为二极管。