CN104022655A - 一种基于反激变换器漏感能量利用的无电解电容led驱动电源 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种基于反激变换器漏感能量利用的无电解电容LED驱动电源。它包括交流输入电源、桥式整流电路、辅助电路、主开关管、反激变压器、整流电路、输出滤波电容及LED负载。本发明有如下特点和优点：1）辅助电路的储能电容电压设计为直流电压叠加大脉动纹波电压的工作形式，不仅可以消除LED驱动电源对电解电容的依赖，还可以实现反激变压器漏感能量利用；2）反激变压器工作在电流断续模式，实现输入功率因数校正；3）辅助电路可以平衡输入功率pin和输出功率po的低频脉动功率，辅助电路与主电路协调工作可以实现恒流驱动LED负载。
Description
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，特别是涉及一种基于反激变换器漏感能量利用的无电解电容LED驱动电源，属于交流/直流(AC/DC)、直流/直流(DC/DC)变换器领域。
背景技术
随着发光二极管(light-emitting diode,LED)关键技术的不断进步，LED照明成为了替代传统照明(如白炽灯等)的新一代理想照明光源。LED照明不仅可以提高照明质量，还可以减少照明用电量，具有节能环保、光效高、寿命长、易调光等优点。LED照明光源主要包括驱动电源和LED发光芯片两部分。在交流供电场合，为了满足IEC61000-3-2的谐波要求，LED驱动电源都需要进行输入功率因数校正(power factor correction，PFC)，而且LED驱动电源在商业照明场合输入功率因数必须大于0.9。
含有源输入功率因数校正功能的LED驱动电源按其拓扑结构形式可分为单级拓扑和两级拓扑,其结构框图如图1和图2所示。单级拓扑LED驱动电源的PFC变换器可以由隔离型的Flyback变换器组成，也可以由非隔离型的Buck变换器、Buck-Boost变换器等组成。两级拓扑LED驱动电源由前级的PFC变换器和后级DC/DC变换器组成，前级PFC变换器进行输入功率因数校正，后级DC/DC变换器实现输出电流调节。
然而，当输入功率因数PF=1时，输入电流与输入电压为同频同相的正弦波，其输入功率呈现两倍输入电压频率的脉动形式。因此，在单级拓扑LED驱动电源中为了平衡脉动输入功率与恒定输出功率之间的低频脉动功率，通常会在PFC变换器后连接容量较大的储能电容来平衡该低频脉动功率。否则，将会有较大低频脉动电流经过LED负载，影响LED光学性能(包括发光波长、发光强度、色温、发光效率、闪烁、散热等)和热性能(包括结温、热阻等)。两级拓扑LED驱动电源由于后级DC/DC变换器输入阻抗可调，因此可以在一定程度上减小功率平衡电容的容值，但是仍然无法彻底的摆脱对电解电容的依赖。而且，在两级拓扑LED驱动电源中，输入功率需要经过两次能量变换才能到达LED负载，不仅整机效率低，而且整个驱动电源器件多、体积大、集成度低、成本高。
综合考虑LED驱动电源对体积和成本的要求，通常会选择电解电容作为储能电容来平衡脉动输入功率与恒定输出功率之间的低频脉动功率。但是，高质量电解电容在额定温度105o C下，使用寿命一般在10 kh左右，远低于LED发光芯片80~100 kh的长寿命，电解电容的使用限制了LED照明光源整体寿命。因此，在不影响LED光学性能和热性能的前提下，开发长寿命、高效率的无电解电容LED驱动电源成为亟需解决的问题。
发明内容
本发明目的在于克服交流供电场合中LED驱动电源因使用电解电容而影响LED照明整体寿命的缺点，克服传统两级拓扑结构LED驱动电源整机效率低、器件多、体积大、集成度低等缺点，提供一种基于反激变换器漏感能量利用的无电解电容LED驱动电源。具有无电解电容、效率高、体积小、可靠性高的特点。
为达到上述目的，本发明采用下述技术方案：一种基于反激变换器漏感能量利用的无电解电容LED驱动电源，包括：桥式整流电路、辅助电路、主开关管、反激变压器、整流电路、输出滤波电容及LED负载。其特征在于：所述桥式整流电路依次连接辅助电路、主开关管、反激变压器、整流电路、输出滤波电容及LED负载。
所述桥式整流电路由第一二极管D r1 、第二二极管D r2 、第三二极管D r3 和第四二极管D r4 组成；所述第一二极管D r1 的阳极连接第三二极管D r3 的阴极，所述第二二极管D r2 的阳极连接第四二极管D r4 的阴极，所述第一二极管D r1 阴极与第二二极管D r2 的阴极对接，所述第三二极管D r3 阳极与第四二极管D r4 的阳极对接；所述辅助电路由储能电容C a 、第二开关管S 2 、第五二极管D a1 、第六二极管D a2 组成；所述储能电容C a 正端与第二开关管S 2 漏极相连，第二开关管S 2 源极与第五二极管D a1 阴极和漏感L k公共节点相连；第五二极管D a1 阳极与第一二极管D r1 阴极、第二二极管D r3 阴极相连，储能电容C a 负端与第五二极管D a1 阳极、第一二极管D r1 阴极、第二二极管D r3 阴极相连；所述反激变压器由漏感L k、励磁电感L m、原边绕组N p 和副边绕组N s 组成；所述励磁电感L m与原边绕组N p 并联相接的原边绕组N p 同名端公共节点与漏感L k一端相连接，异名端公共节点与所述主开关管即第一开关管S 1 的漏极连接；所述第一开关管S 1 的源极与所述第三二极管D r3 和第四二极管D r4 的阴极连接；所述第一开关管S 1 的寄生电容为第一开关管C S1 ；整流电路由第七二极管D R 与第三开关管S 3 组成，第七二极管D R 的阴极与第三开关管漏极S 3 相连；所述副边绕组N s 异名端经整流电路与输出滤波电容的正端、LED负载的正端相连，副边绕组N s 同名端与输出滤波电容的负端、LED负载的负端相连。
所述由第一二极管D r1 、第二二极管D r2 、第三二极管D r3 和第四二极管D r4 组成的桥式整流电路实现交流/直流变换。
所述反激变压器工作在电流断续模式，实现输入功率因数校正。
所述所述储能电容C a 的电压设计为直流电压叠加大脉动纹波电压的工作形式，不仅可以消除LED驱动电源对电解电容的依赖，还可以实现反激变压器漏感能量利用。
所述辅助电路可以平衡瞬时输入功率和输出功率的低频脉动功率，输入功率小于输出功率(p in <p O )条件下和输入功率大于输出功率(p in >p O )条件下实现恒定输出功率调节，辅助电路与主电路协调工作可以实现恒流驱动LED负载。
所述滤波电容C o 可以滤除输出电压纹波。
与现有技术相比，本发明具有如下显而易见的突出实质性特点和显著优点是：本发明中反激变压器工作在电流断续模式，实现输入功率因数校正；储能电容C a 的电压设计为直流电压叠加大脉动纹波电压的工作形式，不仅可以消除LED驱动电源对电解电容的依赖，还可以实现反激变压器漏感能量利用；辅助电路在不同输入功率条件下，可以平衡瞬时输入功率p in 和输出功率p o 的低频脉动功率，辅助电路与主电路协调工作可以实现恒流驱动LED负载；具有无电解电容、效率高、体积小、可靠性高的特点和优点。
附图说明
图1为传统的单级拓扑LED驱动电源结构框图。
图2为传统的两级拓扑LED驱动电源结构框图。
图3为本发明的一种基于反激变换器漏感能量利用的无电解电容LED驱动电源的结构框图。
图4为本发明的一种基于反激变换器漏感能量利用的无电解电容LED驱动电源主电路。
图5为本发明的一种基于反激变换器漏感能量利用的无电解电容LED驱动电源的主要工作波形。
图6为本发明的一种基于反激变换器漏感能量利用的无电解电容LED驱动电源主电路在p in <p o 条件下的开关管逻辑序列和主要工作波形。
图7为本发明的一种基于反激变换器漏感能量利用的无电解电容LED驱动电源主电路在p in >p o 条件下的开关管逻辑序列和主要工作波形。
图8为本发明的一种基于反激变换器漏感能量利用的无电解电容LED驱动电源主电路在p in <p o 条件下各开关模态等效电路。
图9为本发明的一种基于反激变换器漏感能量利用的无电解电容LED驱动电源主电路在p in >p o 条件下各开关模态等效电路。
具体实施方式
下面结合附图和优选实施例，进一步阐明本发明。
实施例一：如图3所示，一种基于反激变换器漏感能量利用的无电解电容LED驱动电源结构框图。主电路为三端口DC/DC变换器，主电路中的储能电容通过辅助电路可以在不同输入功率条件下平衡瞬时输入功率p in 和输出功率p o 的低频脉动功率，实现恒定输出功率调节，为LED负载提供恒定驱动电流。
实施例二：如图4所示，一种基于反激变换器漏感能量利用的无电解电容LED驱动电源主电路，包括：桥式整流电路(1)、辅助电路(2)、主开关管(3)、反激变压器(4)、整流电路(5)、输出滤波电容(6)及LED负载(7)。其特征在于：所述桥式整流电路(1)依次连接辅助电路(2)、主开关管(3)、反激变压器(4)、整流电路(5)、输出滤波电容(6)及LED负载(7)。
实施例三：本实施例与实施例二基本相同，其特别之处如下：所述桥式整流电路(1)由第一二极管(D r1 )、第二二极管(D r2 )、第三二极管(D r3 )和第四二极管(D r4 )组成；所述第一二极管(D r1 )的阳极连接第三二极管(D r3 )的阴极，所述第二二极管(D r2 )的阳极连接第四二极管(D r4 )的阴极，所述第一二极管(D r1 )阴极与第二二极管(D r2 )的阴极对接，所述第三二极管(D r3 )阳极与第四二极管(D r4 )的阳极对接；所述辅助电路(2)由储能电容(C a )、第二开关管(S 2 )、第五二极管(D a1 )、第六二极管(D a2 )组成；所述储能电容(C a )正端与第二开关管(S 2 )漏极相连，第二开关管(S 2 )源极与第五二极管(D a1 )阴极和漏感(L k)公共节点相连；第五二极管(D a1 )阳极与第一二极管(D r1 )阴极、第二二极管(D r3 )阴极相连，储能电容(C a )负端与第五二极管(D a1 )阳极、第一二极管(D r1 )阴极、第二二极管(D r3 )阴极相连；所述反激变压器(4)由漏感(L k)、励磁电感(L m)、原边绕组(N p )和副边绕组(N s )组成；所述励磁电感(L m)与原边绕组(N p )并联相接的原边绕组(N p )同名端公共节点与漏感(L k)一端相连接，异名端公共节点与所述主开关管(3)即第一开关管(S 1 )的漏极连接；所述第一开关管(S 1 )的源极与所述第三二极管(D r3 )和第四二极管(D r4 )的阴极连接；所述第一开关管(S 1 )的寄生电容为第一开关管(C S1 )；整流电路(5)由第七二极管(D R )与第三开关管(S 3 )组成，第七二极管(D R )的阴极与第三开关管漏极(S 3 )相连；所述副边绕组(N s )异名端经整流电路(5)与输出滤波电容(6)的正端、LED负载(7)的正端相连，副边绕组(N s )同名端与输出滤波电容(6)的负端、LED负载(7)的负端相连。
下面结合附图4—9叙述本实施例的具体工作原理、设计原理：
图5为本发明所提出的一种基于反激变换器漏感能量利用的无电解电容LED驱动电源主要工作波形。反激变压器工作在电流断续模式(discontinuous current mode, DCM)，可以得到较高的输入功率因数。为了平衡瞬时输入功率p in 与输出功率p o 的低频脉动功率，在反激变压器主电路上以第三端口网络形式加入辅助电路，辅助电路中储能电容C a 不仅可以实现反激变压器漏感能量利用，还可以平衡瞬时输入功率p in 和输出功率p o 的低频脉动功率，辅助电路与主电路协调工作可以实现恒流驱动LED负载。当储能电容电压设计为直流电压叠加大脉动纹波电压的工作形式，可以减小储能电容的容量，进而消除LED驱动电源对电解电容的依赖。
在一个工频周期中，开关管S 1 占空比几乎不变。当p in <p o 时，开关管S 3 一直开通，通过控制开关管S 2 可以为LED负载提供恒定电流，此时，储能电容C a 释放能量以补偿输入功率的不足，所以储能电容的电压v ca 下降；当p in >p o 时，开关管S 2 一直关断，控制开关管S 3 可以为LED负载提供恒定电流，当开关管S 3 在一个开关周期中关断，反激变压器励磁电感中剩余的能量转移到储能电容C a 上，所以储能电容的电压v ca 上升；无论是p in <p o 时还是p in >p o 时，变压器漏感能量都储存在储能电容C a 上，实现漏感能量回收利用。由此可见，该LED驱动电源在p in <p o 的工作原理和在p in >p o 的工作原理是不同的。
1.不同功率条件下的工作原理分析
1.1 当p in <p o 时的开关模态分析
图6为主电路p in <p o 条件下的开关管逻辑序列和主要工作波形，此时共有六个不同的开关模态，各开关模态等效电路如图8所示。当p in <p o 时，开关管S 1 主要实现储能电容的平均电压控制和输入功率因数校正，开关管S 3 一直开通，通过控制开关管S 2 使储能电容C a 释放能量补偿输入功率的不足，所以储能电容的电压v ca 下降。
1）开关模态1，[t 0 ,t 1]：其等效电路如图8(a)所示。t o 时刻之前，反激变压器励磁电流i Lm、漏感电流i Lm为零，滤波电容C o 向LED负载供电。在t 0 时刻，开关管S 1 导通，整流二极管D r1 和D r4 (或者D r2 和D r3 )导通，输入电压经整流后加到反激变压器原边绕组上，励磁电流i Lm、漏感电流i Lk从零开始线性上升。假设输入电压v in在一个开关周期内保持不变，在[t 0 ,t 1]时间内，励磁电流可表示为：
（1）
式中L m是反激变压器励磁电感。
2）开关模态2，[t 1 ,t 2]：其等效电路如图8(b)所示，在t 1 时刻开关管S 2 开通，开关管S 1 继续导通，储能电容C a 释放能量以补偿输入功率的不足。励磁电流i Lm、漏感电流i Lk继续线性上升。
根据式(1)，t 1时刻的励磁电流为：
（2）
式中T 1=t 1-t 0。
假设储能电容电压v ca在一个开关周期内保持不变，在[t 1 ,t 2]时间内，励磁电流可表示为：
（3）
在t 2时刻励磁电流上升到峰值，t 2时刻的励磁电流为：
（4）
式中D 2为开关管S 2 的占空比，T s为开关周期，T 1=t 1-t 0=(1-D 2)T s。
3）开关模态3，[t 2 ,t 3]：其等效电路如图8(c)所示，在t 2 时刻开关管S 1 、S 2 关断，励磁电流给开关管S 1 的输出电容C S1充电，励磁电流i Lm线性下降，漏感电流i Lk保持不变。由于输出电容C S1很小，其两端电压可以近似看成线性增长。当S 1 漏源极电压上升至输入电压加上储能电容电压v ca时，二极管D a1、D a2开始导通，此开关模态结束。
4）开关模态4，[t 3 ,t 4]：其等效电路如图8(d)所示，在t 3时刻二极管D a1、D a2开始导通，副边二极管D R和开关管S 3 也导通，储存在变压器励磁电感中的能量通过整流电路向变压器副边的滤波电容C o和LED负载释放。在这个阶段，由于漏感能量无法释放到变压器副边，则漏感能量将全部转移到储能电容C a 上，励磁电流和漏感电流的差将被传递到副边。当漏感电流i Lk下降为零时，此模态结束。
5）开关模态5，[t 4 ,t 5]：其等效电路如图8(e)所示，在此开关模态中，储存在变压器励磁电感中的能量继续向变压器副边的滤波电容C o和LED负载释放。当励磁电流i Lm下降为零时，此模态结束。
假设LED负载电压V o在一个开关周期中保持不变，在[t 2 ,t 5]时间内，励磁电流可近似表示为：
（5）
式中N p为原边绕组匝数，N s为副边绕组匝数。
在t 5时刻，励磁电流下降为零，则有
（6）
6）开关模态6，[t 5 ,t 6]：其等效电路如图8(f )所示，在此开关模态中，反激变压器的原边绕组和副边绕组都没有电流流过，变压器磁复位，C o向LED负载供电。因为一个周期内反激变压器工作电流断续状态，所以在p in <p o 功率条件下有：
（7）
在p in <p o 功率条件下，为了保证输出功率恒定，需要储能电容C a 向LED负载提供能量，所以应该调节开关管S 2 的占空比，以保证输出电流、输出功率恒定。
1.2 当p in >p o 时的开关模态分析
图7为主电路在p in >p o 条件下的开关管逻辑序列和主要工作波形，此时共有六个不同的开关模态，各开关模态等效电路如图9所示。当p in >p o 时，开关管S 1 主要实现储能电容的平均电压控制和输入功率因数校正，开关管S 2 一直关断，通过控制开关管S 3 为LED负载提供恒定电流，当开关管S 3 在一个开关周期中关断，反激变压器原边励磁电感中剩余的能量储存在储能电容C a 上，所以储能电容的电压v ca 上升。
1）开关模态1，[t 0 ,t 1]：其等效电路如图9(a)所示，与图8(a)类似，暂态分析也类似。t o 时刻之前，反激变压器励磁电流i Lm、漏感电流i Lm为零，滤波电容C o 向LED负载供电。在t 0 时刻，开关管S 1 导通，整流二极管D r1 和D r4 (或者D r2 和D r3 )导通，输入电压经整流后加到反激变压器原边绕组上，励磁电流i Lm、漏感电流i Lk从零开始线性上升。
在t 1时刻开关管S 1 关断，根据式(1)，t 1时刻的励磁电流为：
（2）
式中D 1为开关管S 1 的占空比。
2）开关模态2，[t 1 ,t 2]：其等效电路如图9(b)所示，与图8(c)类似，暂态分析也类似。在t 2 时刻开关管S 1 关断，励磁电流给开关管S 1 的输出电容C S1充电，励磁电流i Lm线性下降，漏感电流i Lk保持不变。由于输出电容C S1很小，其两端电压可以看成近似线性增长。当S 1 漏源极电压上升至输入电压加上储能电容电压v ca时，二极管D a2开始导通，此开关模态结束。
3）开关模态3，[t 2 ,t 3]：其等效电路如图9(c)所示，与图8(d)类似，暂态分析也类似。在t 3时刻二极管D a1、二极管D a2、副边二极管D R开始导通，开关管S 3 也开始导通，储存在变压器励磁电感中的能量通过整流电路向变压器副边的滤波电容C o和LED负载释放。在这个阶段，由于漏感能量无法释放到变压器副边，则漏感能量将全部转移到储能电容C a 上，励磁电流和漏感电流的差将被传递到副边。当漏感电流i Lk下降为零时，此模态结束。
4）开关模态4，[t 3 ,t 4]：其等效电路如图9(d)所示，在此开关模态中，储存在变压器励磁电感中的能量继续向变压器副边的滤波电容C o和LED负载释放。
在[t 1 ,t 4]时间内，励磁电流可近似表示为：
（8）
为了保证向LED负载提供恒定工作电流，在一个开关周期中向反激变压器副边释放的能量必须恒定，在t4时刻关断开关管S 3。根据式(8)，在t4时刻励磁电流可近似表示为：
（9）
式中T 2=t 4-t 1。
为了保证反激变换器在这个开关模态中正常工作，储能电容电压的最低值V Ca_min必须满足：
（10）
5）开关模态5，[t 4 ,t 5]：其等效电路如图9(e)所示，在此开关模态中由于开关管S 3关断，励磁电感中剩余的能量通过二极管D a1、D a2、释放到储能电容C a ，电容电压上升且励磁电流i Lm线性下降。假设v Ca 在一个开关周期内保持不变，励磁电流可表示为：
（11）
在t 5时刻，励磁电流下降为零，[t 4 ,t 5]的间隔为：
（12）
6）开关模态6，[t 5 ,t 6]：其等效电路如图9(f )所示，在此开关模态中，反激变压器的原边绕组和副边绕组都没有电流流过，变压器磁复位，C o向LED负载供电。因为一个周期内反激变压器工作电流断续状态，所以在p in >p o 功率条件下有：
（13）
在p in >p o 功率条件下，为了保证输出功率恒定，需要储能电容C a 向LED负载提供能量，所以应该调节开关管S 3 的占空比，以保证输出电流、输出功率恒定。
本发明不局限于上述具体实施方式，本领域的技术人员可以根据本发明公开的内容进行多种实施方式。应理解上述实施例仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围，在阅读了本发明之后，本领域技术人员对本发明的各种等价形式的修改均落于本申请所附权利要求所限定的范围。
Claims (5)
1.一种基于反激变换器漏感能量利用的无电解电容LED驱动电源，包括：桥式整流电路(1)、辅助电路(2)、主开关管(3)、反激变压器(4)、整流电路(5)、输出滤波电容(6)及LED负载(7)，其特征在于：所述桥式整流电路(1)依次连接辅助电路(2)、主开关管(3)、反激变压器(4)、整流电路(5)、输出滤波电容(6)及LED负载(7)。
2.根据权利要求1所述的一种基于反激变换器漏感能量利用的无电解电容LED驱动电源，其特征在于：所述桥式整流电路(1)由第一二极管(D r1 )、第二二极管(D r2 )、第三二极管(D r3 )和第四二极管(D r4 )组成；所述第一二极管(D r1 )的阳极连接第三二极管(D r3 )的阴极，所述第二二极管(D r2 )的阳极连接第四二极管(D r4 )的阴极，所述第一二极管(D r1 )阴极与第二二极管(D r2 )的阴极对接，所述第三二极管(D r3 )阳极与第四二极管(D r4 )的阳极对接；所述辅助电路(2)由储能电容(C a )、第二开关管(S 2 )、第五二极管(D a1 )、第六二极管(D a2 )组成；所述储能电容(C a )正端与第二开关管(S 2 )漏极相连，第二开关管(S 2 )源极与第五二极管(D a1 )阴极和漏感(L k)公共节点相连；第五二极管(D a1 )阳极与第一二极管(D r1 )阴极、第二二极管(D r3 )阴极相连，储能电容(C a )负端与第五二极管(D a1 )阳极、第一二极管(D r1 )阴极、第二二极管(D r3 )阴极相连；所述反激变压器(4)由漏感(L k)、励磁电感(L m)、原边绕组(N p )和副边绕组(N s )组成；所述励磁电感(L m)与原边绕组(N p )并联相接的原边绕组(N p )同名端公共节点与漏感(L k)一端相连接，异名端公共节点与所述主开关管(3)即第一开关管(S 1 )的漏极连接；所述第一开关管(S 1 )的源极与所述第三二极管(D r3 )和第四二极管(D r4 )的阴极连接；所述第一开关管(S 1 )的寄生电容为第一开关管(C S1 )；整流电路(5)由第七二极管(D R )与第三开关管(S 3 )组成，第七二极管(D R )的阴极与第三开关管漏极(S 3 )相连；所述副边绕组(N s )异名端经整流电路(5)与输出滤波电容(6)的正端、LED负载(7)的正端相连，副边绕组(N s )同名端与输出滤波电容(6)的负端、LED负载(7)的负端相连。
3.根据权利要求1所述的一种基于反激变换器漏感能量利用的无电解电容LED驱动电源，其特征在于：反激变压器(4)工作在电流断续模式，实现输入功率因数校正。
4.根据权利要求2所述的一种基于反激变换器漏感能量利用的无电解电容LED驱动电源，其特征在于：所述储能电容(C a )的电压设计为直流电压叠加大脉动纹波电压的工作形式，不仅可以消除LED驱动电源对电解电容的依赖而且可以实现反激变压器(4)漏感能量利用。
5.根据权利要求1所述的一种基于反激变换器漏感能量利用的无电解电容LED驱动电源，其特征在于：辅助电路(3)可以平衡输入功率p in 和输出功率p o 的低频脉动功率，辅助电路与主电路协调工作可以实现恒流驱动LED负载。
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| C06 | Publication | ||
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| C02 | Deemed withdrawal of patent application after publication (patent law 2001) | ||
| WD01 | Invention patent application deemed withdrawn after publication |
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