CN102570861B - 无电解电容的高功率因数led恒流驱动电源 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种无电解电容的高功率因数LED恒流驱动电源，包括交流输入电源v_in、桥式整流电路、主开关管、储能电容、续流二极管、辅助电路、变压器、整流电路及滤波电容。本发明主要技术特点是，采用反激变换器拓扑，工作在电流断续模式，自动实现功率因数校正，得到高输入功率因数，同时在主电路中加入储能电容，当输入功率p_in高于输出功率P_o时，多余的能量将存储于储能电容中；而当输入功率p_in低于输出功率P_o时，不足的能量将由储能电容提供，因此可实现对LED提供恒定工作电流。同时，由于储能电容上的电压脉动较大，需要的储能电容与滤波电容容值都很小，可以采用非电解电容的其它类型电容，如陶瓷电容等。

Description

无电解电容的高功率因数LED恒流驱动电源

技术领域

本发明涉及一种无电解电容的高功率因数LED恒流驱动电源，属于电能变换装置中的交流-直流变换器技术领域。 

背景技术

发光二极管(Light Emitting Diode，LED)以其节能、环保、高效、长寿命等诸多优点，成为新一代的绿色照明光源。随着LED照明技术的日益成熟，它将被广泛应用于各个领域，并成为照明光源的首选。制造高效率、高功率因数、长寿命的驱动电源是保证LED发光品质及整体性能的关键。在市电输入的日常照明场合，常采用图1所示的驱动电源架构，分为适配器和驱动器两部分。适配器的功能是实现输入功率因数校正(Power Factor Correction，PFC)和交流-直流转换(AC/DC)，为后级LED驱动器提供稳定电压。驱动器由LED专门驱动芯片组成，为LED提供恒定的工作电流。两级式LED驱动电源可以较好的保证LED的发光品质，但是存在器件多、体积大、寿命短等缺点。 

假设PFC变换器输入功率因数为1，则输入电流i_in是与输入电压v_in同相位的正弦波，如图2所示。此时输入功率p_in是正弦平方形式，要实现恒压输出，即Po恒定，需要采用容值较大的电解电容实现输入、输出功率的平衡。电解电容的寿命与LED的工作寿命相差甚远，因此电解电容成为影响LED驱动电源整体寿命的主要因素。而且，电解电容体积较大，影响了驱动电源功率密度的进一步提高。为了去除LED驱动电源中的电解电容，目前主要有两种方法，一是采用降低输入功率因数的方法，如专利申请号为200910027360.X中提到的方法，在输入电流中注入适量的低次谐波以降低输出电流峰均比，此方法虽然可以降低部分电解电容的容值，但存在有两个不足，一是降低了输入功率因数(降为0.9左右)，二是提供给LED的工作电流是脉动的，不是恒定电流，会产生频闪现象。另一种方法是输出脉动电流的方法，如专利申请号为201010568595.2中提到的方法，直接为LED提供与输入整流后电压同相位的脉动电流，此方法虽然可以得到较高的功率因数，但LED的工作电流不是恒流，会产生频闪现象。 

发明内容

发明目的：为了克服上述两级式LED驱动电源因使用电解电容而不能与LED的长寿命相配的严重缺陷，本发明提供一种不使用电解电容、自动实现功率因数校正而得到高输入功率因数的无电解电容的高功率因数LED恒流驱动电源。 

技术方案：一种无电解电容的高功率因数LED恒流驱动电源，其特征在于：包括交流输入电源v_in、桥式整流电路、主开关管、储能电容、续流二极管、辅助电路、变压器、整流电路及滤波电容； 

其中所述桥式整流电路由第一二极管D_rl、第二二极管D_r2、第三二极管D_r3和第四二极管D_r4组成；所述辅助电路由第二开关管Q₂和第六二极管D_a2串联组成；变压器由第一原边绕组N_p1、第二原边绕组N_p2和副边绕组N_s组成，整流电路由第三开关管Q₃和第七二极管D_R串联组成； 

所述变压器的第二原边绕组N_p2的同名端与第一原边绕组N_p1的异名端相连结，连结点与桥式整流电路的正输出端以及储能电容的负端相连；第一原边绕组N_p1的同名端与主开关管的一端相连结，同时连结点经续流二极管与储能电容的正端相连；主开关管的另一端与桥式整流电路的负输出端相连；储能电容的正端经辅助电路与第二原边绕组N_p2的异名端相连；变压器的副边绕组N_s的同名端经整流电路与滤波电容的正端相连，副边绕组N_s的异名端与滤波电容的负端相连，滤波电容两端接LED负载。 

有益效果：与现有技术相比，本发明主要技术特点是，采用反激变换器拓扑，工作在电流断续模式，自动实现功率因数校正，得到高输入功率因数，同时在主电路中加入储能电容，当输入功率p_in高于输出功率P_o时，多余的能量将存储于储能电容中；而当输入功率p_in低于输出功率P_o时，不足的能量将由储能电容提供，因此可实现对LED提供恒定工作电流。同时，由于储能电容上的电压脉动较大，需要的储能电容与滤波电容容值都很小，可以采用非电解电容的其它类型电容，如陶瓷电容等。 

附图说明

图1是现有技术中LED驱动电源结构框图； 

图2是现有技术中PFC变换器中输入电压、输入电流、输入功率和输出功率波形图； 

图3是本发明的无电解电容的高功率因数LED恒流驱动电源结构框图； 

图4是本发明的无电解电容的高功率因数LED恒流驱动电源主功率结构图； 

图5是本发明的无电解电容的高功率因数LED恒流驱动电源主要工作波形图； 

图6是本发明中当输入功率p_in低于输出功率P_o时开关时序波形； 

图7是本发明中当输入功率p_in低于输出功率P_o时等效电路示意图； 

图8是本发明中当输入功率p_in高于输出功率P_o时开关时序波形； 

图9是本发明中当输入功率p_in高于输出功率P_o时等效电路示意图； 

图10是本发明的工程样机在输入电压为110VAC时的输入电压v_in、输入电流i_in、储能电容电压v_ca以及输出电流I_o的实验波形； 

图11是本发明的工程样机在输入电压为220VAC时的输入电压v_in、输入电流i_in、储能电容电压v_ca以及输出电流I_o的实验波形； 

图12是本发明的工程样机在输入电压为110VAC时的输入电压v_in、第二开关管Q₂的门极驱动电压v_gs(Q2)、第三开关管Q₃的门极驱动电压v_gs(Q3)以及输出电流I_o的实验波形； 

图13是本发明的工程样机在输入电压为220VAC时的输入电压v_in、第二开关管Q₂的门极驱动电压v_gs(Q2)、第三开关管Q₃的门极驱动电压v_gs(Q3)以及输出电流I_o的实验波形； 

图14是本发明的工程样机在p_in＜P_o时的第一开关管Q₁的门极驱动电压v_gs(Q1)、第二开关管Q₂的门极驱动电压v_gs(Q2)、变压器原边电流i_p以及变压器副边电流i_R的实验波形； 

图15是本发明的工程样机在p_in＞P_o时的第一开关管Q₁的门极驱动电压v_gs(Q1)、第三开关管Q₃的门极驱动电压v_gs(Q3)、变压器原边电流i_p以及变压器副边电流i_R的实验波形； 

图16是本发明的工程样机测得的功率因数随输入电压变化曲线。 

其中，v_in、输入电压；i_in、输入电流；C_a、储能电容；v_ca、储能电容电压；V_ca、储能电容平均电压；V_{ca_min}、储能电容最低电压；V_{ca_max}、储能电容最高电压；T_r、变压器；i_p、变压器原边输入电流；i_R、变压器副边输出电流；i_m、折算到N_p1的变压器激磁电流；C_o、输出滤波电容；I_o、输出电流；V_o、输出电压； p_in、输入功率；P_o、输出功率；T_line、输入电压周期；T_s、开关周期。 

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例，进一步阐明本发明，应理解这些实施例仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围，在阅读了本发明之后，本领域技术人员对本发明的各种等价形式的修改均落于本申请所附权利要求所限定的范围。 

如图3-4所示，桥式整流电路1由第一二极管D_rl、第二二极管D_r2、第三二极管D_r3和第四二极管D_r4组成；辅助电路5由第二开关管Q₂和第六二极管D_a2串联组成；变压器6由第一原边绕组N_p1、第二原边绕组N_p2和副边绕组N_s组成，整流电路7由第三开关管Q₃和第七二极管D_R串联组成； 

变压器6的第二原边绕组N_p2的同名端与第一原边绕组N_p1的异名端相连结，连结点与桥式整流电路1的正输出端以及储能电容3的负端相连；第一原边绕组N_p1的同名端与主开关管2的一端相连结，同时连结点经续流二极管4与储能电容3的正端相连；主开关管2的另一端与桥式整流电路1的负输出端相连；储能电容3的正端经辅助电路5与第二原边绕组N_p2的异名端相连；变压器6的副边绕组N_s的同名端经整流电路7与滤波电容8的正端相连，副边绕组N_s的异名端与滤波电容8的负端相连，滤波电容8两端接LED负载。 

下面以图4为主电路结构，结合附图5～9叙述本发明的具体工作原理。图5是本发明的无电解电容的高功率因数LED恒流驱动电源主要工作波形图。由图4可以看出，由输入整流桥、变压器6的原边绕组N_p1、副边绕组Ns、开关管Q₁、变压器6的副边整流电路以及输出滤波电容C_o可以组成一个反激式变换器(Flyback)，经控制，第一开关管Q₁在一个工频周期内的占空比几乎保持不变，而反激式变换器被设计工作于电流断续模式(DCM)，自然可以获得很高的输入功率因数，实现功率因数较正功能。当输入功率p_in低于输出功率P_o时，储能电容C_a释放能量以补充输入能量的不足，第三开关管Q₃一直处于开通状态，第二开关管Q₂用于控制为LED提供恒定工作电流，此时储能电容C_a上电压v_ca下降；当输入功率p_in高于输出功率P_o时，多余的能量将存储于储能电容C_a中，储能电容C_a上电压v_ca上升，此时第二开关管Q₂一直处于关断状态，第三开关管Q₃用于控制为LED提供恒定工作电流。可见，p_in＜P_o与p_in＞P_o时的驱动电源工作原理是不一样的，下面对这两种情况的工作原理分别加以说明。 

1 p_in＜P_o时驱动电源的工作原理 

由附图6可知，驱动电源在一个开关周期有4种开关模态，分别是[t₀，t₁]、[t₁，t₂]、[t₂，t₃]、[t₃，t₄]，下面对各开关模态的工作情况进行具体分析。 

(1)开关模态1[t₀，t₁][对应于图7(a)] 

t₀时刻之前，i_p和i_m都为零，滤波电容C_o向LED负载供电。在t₀时刻，第一开关管Q₁被开通，第一二极管D_r1和第四二极管D_r4(或者第二二极管D_r2和第三二极管D_r3)导通，假设输入电压v_in在一个开关周期内保持不变，则激磁电流i_m从零开始线性增加，有 

$i_m\left(t\right)=\frac{\left|v_{\mathrm{in}}\left(t\right)\right|}{L_1}(t-t_0)---\left(1\right)$

其中L₁是变压器原边绕组N_p1的自感。 

(2)开关模态2[t₁，t₂][对应于图7(b)] 

在t₁时刻关断第一开关管Q₁并且开通第二开关管Q₂。应当注意到当p_in＜P_o时，第三开关管Q₃一直处于开通状态，此时虽然第三开关管Q₃处于开通状态，但并没有电流流过。第二开关管Q₂开通后，储能电容C_a被放电，激磁电流i_m继续线性增加。假设储能电容C_a电压v_ca在一个开关周期内保持不变，则有 

$i_m\left(t\right)=\frac{v_{\mathrm{ca}}\left(t\right)N_{p1}}{L_1{N}_{p2}}(t-t_1)+\frac{\left|v_{\mathrm{in}}\left(t\right)\right|}{L_1}(t_1-t_0)=\frac{v_{\mathrm{ca}}\left(t\right)N_{p1}}{L_1{N}_{p2}}(t-t_1)+\frac{\left|v_{\mathrm{in}}\left(t\right)\right|}{L_1}{D}_1{T}_s---\left(2\right)$

其中D₁是第一开关管Q₁的占空比。 

(3)开关模态3[t₂，t₃][对应于图7(c)] 

在t₂时刻关断第二开关管Q₂，储存在变压器中的能量经副边整流电路向滤波电容C_o释放，根据式(2)，t₂时刻的激磁电流i_m为 

$I_m\left(t_2\right)=\frac{v_{\mathrm{ca}}\left(t\right)N_{p1}}{L_1{N}_{p2}}(t_2-t_1)+\frac{\left|v_{\mathrm{in}}\left(t\right)\right|}{L_1}{D}_1{T}_s=\frac{v_{\mathrm{ca}}\left(t\right)N_{p1}}{L_1{N}_{p2}}{D}_2{T}_s+\frac{\left|v_{\mathrm{in}}\left(t\right)\right|}{L_1}{D}_1{T}_s---\left(3\right)$

其中D₂为第二开关管Q₂的占空比。 

i_m是折算到变压器原边绕组N_p1的激磁电流，则折算到变压器副边绕组N_s的激磁电流为i_mN_p1/N_s，变压器副边绕组N_s的的自感为 因此变压器副边电流i_R为 

$i_R\left(t\right)=\frac{I_m\left(t_2\right)N_{p1}}{N_s}-\frac{V_o{N}_{p1}^2}{L_1{N}_s^2}(t-t_2)---\left(4\right)$

在t₃时刻，i_R降为零，t₂到t₃的时间间隔为 

$\mathrm{\Δ}{T}_1=t_3-t_2=\frac{I_m\left(t_2\right)L_1{N}_s}{V_o{N}_{p1}}---\left(5\right)$

(4)开关模态4[t₃，t₄][对应于图7(d)] 

在这个开关模态中，变压器的原副边绕组都没有电流流过，变压器被磁复位。滤波电容C_o向LED负载供电。 

从上面分析可见，当p_in＜P_o时，为了向LED负载提供恒定工作电流，输入不足的能量将由储能电容C_a提供，由于第一开关管Q₁的占空比在一个工频周期内几乎保持不变，因此第二开关管Q₂的占空比将被调节，以保证向LED负载提供恒定工作电流。 

2 p_in＞P_o时驱动电源的工作原理 

由图8可知，驱动电源在一个开关周期有4种开关模态，分别是[t₀，t₁]、[t₁，t₂]、[t₂，t₃]、[t₃，t₄]，下面对各开关模态的工作情况进行具体分析。 

(1)开关模态1[t₀，t₁][对应于图9(a)] 

和图7(a)的开关模态类似，第一开关管Q₁被开通，第一二极管D_r1和第四二极管D_r4(或者第二二极管D_r2和第三二极管D_r3)导通，输入电压v_in使激磁电流i_m从零开始线性增加。应当注意到当p_in＞P_o时，第二开关管Q₂一直处于关断状态。 

(2)开关模态2[t₁，t₂][对应于图9(b)] 

在t₁时刻关断第一开关管Q₁并且开通第三开关管Q₃，则储存在变压器6中的能量经副边整流电路向滤波电容C_o释放，参考式(1)和式(4)，变压器6副边电流i_R为 

$i_R\left(t\right)=\frac{I_m\left(t_1\right)N_{p1}}{N_s}-\frac{V_o{N}_{p1}^2}{L_1{N}_s^2}(t-t_1)=\frac{\left|v_{\mathrm{in}}\left(t\right)\right|N_{p1}}{L_1{N}_s}(t_1-t_0)-\frac{V_o{N}_{p1}^2}{L_1{N}_s^2}(t-t_1)$ (6) 

$=\frac{\left|v_{\mathrm{in}}\left(t\right)\right|N_{p1}}{L_1{N}_s}{D}_1{T}_s-\frac{V_o{N}_{p1}^2}{L_1{N}_s^2}(t-t_1)$

为了保证向LED负载提供恒定工作电流，在一个开关周期中向变压器6副边释放的能量必须恒定，在t₂时刻关断第三开关管Q₃，根据式(6)，在t₂时刻变压器6副边电流i_R为 

$I_R\left(t_2\right)=\frac{\left|v_{\mathrm{in}}\left(t\right)\right|N_{p1}}{L_1{N}_s}{D}_1{T}_s-\frac{V_o{N}_{p1}^2}{L_1{N}_s^2}(t_2-t_1)=\frac{\left|v_{\mathrm{in}}\left(t\right)\right|N_{p1}}{L_1{N}_s}{D}_1{T}_s-\frac{V_o{N}_{p1}^2}{L_1{N}_s^2}{D}_3{T}_s---\left(7\right)$

其中D₃为第三开关管Q₃的占空比。 

为了保证反激式变换器6在这个开关模态中正常工作，储能电容电压的最低值V_{ca_min}必须满足 

$V_{\mathrm{ca}\_\min }>\frac{V_o{N}_{p1}}{N_s}---\left(8\right)$

(3)开关模态3[t₂，t₃][对应于图9(c)] 

第三开关管Q₃被关断后，变压器中剩余的能量将通过变压器6第一原边绕组N_p1和续流二极管第五二极管D_a1释放到储能电容C_a中，储能电容C_a被充电且激磁电流i_m线性下降，假设储能电容电压v_ca在一个开关周期内保持不变，则有 

$i_m\left(t\right)=\frac{I_R\left(t_2\right)N_s}{N_{p1}}-\frac{v_{\mathrm{ca}}\left(t\right)}{L_1}(t-t_2)---\left(9\right)$

在t₃时刻，激磁电流i_m下降到零，t₂到t₃的时间间隔为 

$\mathrm{\Δ}{T}_2=t_3-t_2=\frac{I_R\left(t_2\right)N_s{L}_1}{N_{p1}{v}_{\mathrm{ca}}\left(t\right)}---\left(10\right)$

(4)开关模态4[t₃，t₄][对应于图9(d)] 

在这个开关模态中，变压器6的原副边绕组都没有电流流过，变压器6被磁复位。滤波电容C_o向LED负载供电。 

从上面分析可见，当p_in＞P_o时，为了向LED负载提供恒定工作电流，输入多余的能量将由储能电容C_a吸收，由于第一开关管Q₁的占空比在一个工频周期内几乎保持不变，因此第三开关管Q₃的占空比将被调节，以保证向LED负载提供恒定工作电流。 

从上面分析可见，虽然在主电路中有三个开关管，但在一个开关周期中，只有两个开关管处于开关状态，从而降低了开关损耗，提高了变换效率。 

具体实验验证 

下面对本发明的无电解电容的高功率因数LED恒流驱动电源进行实验验证。输入电压v_in的范围为110VAC～220VAC，负载为15个CREE白光LED串联，每个LED的额定电流为300mA，额定电压为3V，即LED驱动电源的输出电压约为45V，输出功率约为13.5W。 

表1是本发明的电解电容的高功率因数LED恒流驱动电源工程样机的主要设计参数，从中可以看出，储能电容C_a选择3μF/630V电容，输出滤波电压C_o选择10μF/100V电容，都可以选用非电解电容的其它电容。 

表1是本发明的无电解电容的高功率因数LED恒流驱动电源工程样机的主要设计参数 

Q1，Q2	STW12NK80Z
		Q3	IRF640
Dr1～Dr4	MURS160T3
		Da1，Da2	STTH208
Ca	3μF/630V
		Co	10μF/100V
L1	230μH
		Np1∶Np2∶Ns	30∶30∶15
fs	100kHz

图10和图11是本发明的工程样机分别在输入电压为110VAC和220VAC时的输入电压v_in、输入电流i_in、储能电容电压v_ca以及输出电流I_o的实验波形； 

图12和图13是本发明的工程样机分别在输入电压为110VAC和220VAC时的输入电压v_in、第二开关管Q2的门极驱动电压v_gs(Q2)、第三开关管Q3的门极驱动电压v_gs(Q3)以及输出电流I_o的实验波形； 

图14是本发明的工程样机在p_in＜P_o时的第一开关管Q₁的门极驱动电压v_gs(Q1)、第二开关管Q₂的门极驱动电压v_gs(Q2)、变压器原边电流i_p以及变压器副边电流i_R的实验波形； 

图15是本发明的工程样机在p_in＞P_o时的第一开关管Q₁的门极驱动电压v_gs(Q1)、第三开关管Q₃的门极驱动电压v_gs(Q3)、变压器原边电流i_p以及变压器副边电流i_R的实验波形； 

从图10到图15可以看出，实验结果与前面的理论分析保持一致，通过储能电容C_a对输入功率的调节，一方面可以去除电解电容的需要，另一方面还可以 向LED负载提供恒定工作电流，同时，输入电压v_in与输入电流i_in相位一致，可以获得很高的功率因数。 

图16是本发明的工程样机测得的功率因数随输入电压变化曲线，本发明的LED驱动电源在保持了无电解电容以及提供恒定工作电流的特性外，还可以获得很高的功率因数。 

Claims (1)

1.一种无电解电容的高功率因数LED恒流驱动电源，其特征在于：包括交流输入电源v_in、桥式整流电路(1)、主开关管(2)、储能电容(3)、续流二极管(4)、辅助电路(5)、变压器(6)、整流电路(7)及滤波电容(8)；所述主开关管(2)即为第一开关管Q₁；所述储能电容(3)即为储能电容C_a；续流二极管(4)即为二极管D_a1；

其中所述桥式整流电路(1)由第一二极管D_r1、第二二极管D_r2、第三二极管D_r3和第四二极管D_r4组成；所述辅助电路(5)由第二开关管Q₂和第六二极管D_a2串联组成；变压器(6)由第一原边绕组N_p1、第二原边绕组N_p2和副边绕组N_s组成，整流电路(7)由第三开关管Q₃和第七二极管D_R串联组成；

所述变压器(6)的第二原边绕组N_p2的同名端与第一原边绕组N_p1的异名端相连结，连结点与桥式整流电路(1)的正输出端以及储能电容(3)的负端相连；第一原边绕组N_p1的同名端与主开关管(2)的一端相连结，同时连结点经续流二极管(4)与储能电容(3)的正端相连；主开关管(2)的另一端与桥式整流电路(1)的负输出端相连；储能电容(3)的正端经辅助电路(5)与第二原边绕组N_p2的异名端相连；变压器(6)的副边绕组N_s的同名端经整流电路(7)与滤波电容(8)的正端相连，副边绕组N_s的异名端与滤波电容(8)的负端相连，滤波电容(8)两端接LED负载；当输入功率p_in低于输出功率P_o时，第一开关管Q₁的占空比在一个工频周期内几乎保持不变，第三开关管Q₃一直处于开通状态，第二开关管Q₂用于控制为LED提供恒定工作电流，此时储能电容C_a上电压v_ca下降，储能电容C_a释放能量以补充输入能量的不足，从而实现输出恒流驱动；当输入功率p_in高于输出功率P_o时，此时第二开关管Q₂一直处于关断状态，第一开关管Q₁的占空比在一个工频周期内几乎保持不变，第三开关管Q₃用于控制为LED提供恒定工作电流；多余的能量将通过二极管D_a1存储于储能电容C_a中，储能电容C_a上电压v_ca上升，从而实现输出恒流驱动。