CN111432524B - 一种单级非隔离高功率因数无电解电容led驱动电源 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种单级非隔离高功率因数无电解电容LED驱动电源，包括交流输入电源、输入整流电路、反激变换电路、辅助电路和LED负载等。反激变换电路工作在电流断续模式用于实现功率因数校正功能并为LED负载提供恒流输出；辅助电路由辅助开关管、辅助二极管和储能电容组成，用于平衡输入输出之间的瞬时功率并吸收开关管的电压尖峰。本发明可以大大减小LED负载电流的低频纹波，从而可以采用小容量的薄膜电容代替大容量的电解电容，本发明具有开关管电压应力低、功率因数高、可靠性高等优点。

Description

一种单级非隔离高功率因数无电解电容LED驱动电源

技术领域

本发明涉及电力电子技术领域，特别涉及一种单级非隔离高功率因数无电解电容LED驱动电源。

背景技术

LED以其节能、环保、高效、长寿命等诸多优点，成为新一代的绿色照明光源。随着LED照明技术的日益成熟，它被广泛应用于各个领域。

在交流供电场合，为了满足IEC61000-3-2的谐波要求，LED驱动电源都需要进行功率因数校正。单级功率因数校正电路拓扑因其结构简单、成本低、功率因数高以及效率高等优点被广泛应用于小功率应用场合。但是，单级功率因数LED驱动电路由于瞬时输入功率与恒定输出功率的不平衡，导致其输出电流存在较大的低频纹波，通常需要选用较大容量的电解电容作为储能电容来平衡，而电解电容寿命往往只有几千小时，远低于LED发光二极管的使用寿命，而且电解电容的寿命受环境温度影响极大，温度每升高10度，其使用寿命大约减少一半，因此电解电容的使用已成为影响LED驱动电源寿命的主要因素，制约了高性能LED驱动电源的发展。

因此，在不影响LED光学性能和电性能的前提下，使用容值较小的薄膜电容替代大容量的电解电容，对延长LED驱动电源的使用寿命，提高LED驱动电源的可靠性具有重要的意义。

发明内容

本发明的目的在于提供一种单级非隔离高功率因数无电解电容LED驱动电源，可以大大减小LED负载电流的低频纹波，从而可以采用小容量的薄膜电容代替大容量的电解电容，具有开关管电压应力低、功率因数高、可靠性高等优点。

为实现上述目的，本发明的技术方案是：一种单级非隔离高功率因数无电解电容LED驱动电源，包括交流输入电源、输入整流电路、反激变换电路、辅助电路和LED负载；所述交流输入电源用于为整个LED驱动电源供电；所述输入整流电路用于将交流输入电源输出的交流电整流成直流电，以为反激变换电路、辅助电路和LED负载供电；所述反激变换电路工作在电流断续模式，用于实现功率因数校正功能并为LED负载提供恒流输出；所述辅助电路用于平衡输入输出之间的瞬时功率并吸收所述反激变换电路开关管的电压尖峰。

在本发明一实施例中，所述反激变换电路包括主开关管、变压器、输出整流二极管、滤波电容，所述辅助电路包括第一辅助开关管、第二辅助开关管、第一辅助二极管、第二辅助二极管、辅助储能电容；主开关管的源极、输出整流二极管的阳极、滤波电容的一端、辅助储能电容的一端与所述输入整流电路的负极输出端、所述LED负载的一端连接，主开关管的漏极与变压器初级绕组的一端、第一辅助二极管的阳极连接，变压器初级绕组的另一端与所述输入整流电路的正极输出端连接，变压器次级绕组的一端与滤波电容的的另一端、所述LED负载的另一端连接，变压器次级绕组的另一端与输出整流二极管的阴极、第二辅助开关管的源极连接，第一辅助开关管的漏极与第一辅助二极管的阴极连接，第一辅助开关管的源极与第二辅助二极管的阳极、辅助储能电容的另一端连接，第二辅助二极管的阴极与第二辅助开关管的漏极连接。

在本发明一实施例中，所述LED驱动电源的控制方式为：通过检测输入整流电路输出电压的过零点和辅助储能电容电压，控制第一辅助开关管和第二辅助开关管工作，实现输入输出功率的平衡，从而减小LED负载电流的低频纹波，具体控制方式如下：

当输入功率瞬时值大于或等于输出功率时，第二辅助开关管保持关断，第一辅助开关管在主开关管关断后导通，把多余的能量储存在辅助储能电容中，并且吸收由于变压器漏感产生的电压尖峰；

当输入功率瞬时值小于输出功率时，第一辅助开关管始终关断，第二辅助开关管在主开关管关断后直至输出整流二极管电流减小到零时导通，辅助储能电容向LED负载释放能量。

在本发明一实施例中，输入功率瞬时值与输出功率大小比较是通过检测输入整流电路输出电压的相位获得，以输入整流电路输出电压过零点为起始点，当

时，输入功率瞬时值大于或等于输出功率；当

或

时，输入功率瞬时值小于或等于输出功率。

在本发明一实施例中，第一辅助开关管和第二辅助开关管的工作占空比D＝K_D*a[N]，是一组以正弦规律变化的数组，其中K_D为占空比系数，a[N]为正弦变换的函数数组，且它们均是在主开关管Q₁关断期间导通，通过检测辅助储能电容电压大小获取占空比系数K_D，通过检测输入整流电路输出电压过零点获取数组a[N]]的占空比波形相位，从而得到第一辅助开关管和第二辅助开关管的占空比大小和控制时序，以整流电路输出电压的过零点为起始点，第一辅助开关管的工作占空比以

规律变化，其中

第二辅助开关管的工作占空比以

规律变化，其中

或

在本发明一实施例中，辅助储能电容电压与输入整流电路输出电压之差必须始终小于反激变换电路的反射电压，反射电压即为变压器初级绕组两端电压。

相较于现有技术，本发明具有以下有益效果：本发明可以大大减小LED负载电流的低频纹波，从而可以采用小容量的薄膜电容代替大容量的电解电容，本发明具有开关管电压应力低、功率因数高、可靠性高等优点。

附图说明

图1为本发明的无电解LED驱动电源原理图。

图2为本发明的无电解电容LED驱动电源主要工作波形。

图3为Pin>Po时各开关管主要工作波形图。

图4为Pin>Po时各工作模态等效电路图。

图5为Pin<Po时各开关管主要工作波形图。

图6为Pin<Po时各工作模态等效电路图。

图7为未加辅助电路时输出电压仿真波形。

图8为本发明电路的储能电容和输出电压仿真波形。

具体实施方式

下面结合附图，对本发明的技术方案进行具体说明。

本发明提供了一种单级非隔离高功率因数无电解电容LED驱动电源，包括交流输入电源、输入整流电路、反激变换电路、辅助电路和LED负载；所述交流输入电源用于为整个LED驱动电源供电；所述输入整流电路用于将交流输入电源输出的交流电整流成直流电，以为反激变换电路、辅助电路和LED负载供电；所述反激变换电路工作在电流断续模式，用于实现功率因数校正功能并为LED负载提供恒流输出；所述辅助电路用于平衡输入输出之间的瞬时功率并吸收所述反激变换电路的开关管的电压尖峰。

所述反激变换电路包括主开关管、变压器、输出整流二极管、滤波电容，所述辅助电路包括第一辅助开关管、第二辅助开关管、第一辅助二极管、第二辅助二极管、辅助储能电容；主开关管的源极、输出整流二极管的阳极、滤波电容的一端、辅助储能电容的一端与所述输入整流电路的负极输出端、所述LED负载的一端连接，主开关管的漏极与变压器初级绕组的一端、第一辅助二极管的阳极连接，变压器初级绕组的另一端与所述输入整流电路的正极输出端连接，变压器次级绕组的一端与滤波电容的的另一端、所述LED负载的另一端连接，变压器次级绕组的另一端与输出整流二极管的阴极、第二辅助开关管的源极连接，第一辅助开关管的漏极与第一辅助二极管的阴极连接，第一辅助开关管的源极与第二辅助二极管的阳极、辅助储能电容的另一端连接，第二辅助二极管的阴极与第二辅助开关管的漏极连接。

以下为本发明的具体实现过程。

如图1所示，本发明提供了一种单级非隔离高功率因数无电解电容LED驱动电源，包括交流输入电源、输入整流电路、反激变换电路、辅助电路和LED负载；所述交流输入电源用于为整个LED驱动电源供电；所述输入整流电路用于将交流输入电源输出的交流电整流成直流电，以为反激变换电路、辅助电路和LED负载供电；所述反激变换电路工作在电流断续模式，用于实现功率因数校正功能并为LED负载提供恒流输出；所述辅助电路用于平衡输入输出之间的瞬时功率并吸收所述反激变换电路开关管的电压尖峰。反激变换电路由主开关管Q₁、变压器T₁、输出整流二极管D₀和滤波电容C₀组成；辅助电路由辅助开关管Q_ch和Q_dis、辅助二极管D_ch和D_dis以及辅助储能电容Cs组成。

本发明一种单级非隔离高功率因数无电解电容LED驱动电源的控制方式为：通过检测输入整流电路输出电压的过零点和辅助储能电容电压，控制第一辅助开关管和第二辅助开关管工作，实现输入输出功率的平衡，从而减小LED负载电流的低频纹波，具体控制方式如下：

1)当输入功率瞬时值大于或等于输出功率时，辅助开关管Q_dis保持关断，辅助开关管Q_ch在主开关管Q₁关断后导通，把多余的能量储存在储能电容中，并且有效地吸收了由于变压器漏感产生的电压尖峰；

2)当输入功率瞬时值小于输出功率时，辅助开关管Q_ch始终关断，辅助开关管Q_dis在主开关管Q₁关断后直至输出整流二极管D₀电流减小到零时导通，辅助储能电容向LED负载释放能量。

输入功率瞬时值与输出功率大小比较是通过检测输入整流电路输出电压的相位获得，以输入整流电路输出电压过零点为起始点，当

时，输入功率瞬时值大于或等于输出功率；当

或

时，输入功率瞬时值小于或等于输出功率。

辅助开关管Q_ch和Q_dis的工作占空比D＝K_D*a[N],是一组以正弦规律变化的数组，其中K_D为占空比系数，a[N]为正弦变换的函数数组，且它们均是在主开关管Q₁关断期间导通。通过检测辅助储能电容电压大小获取占空比系数K_D，通过检测整流电路输出电压过零点获取数组a[N]]的占空比波形相位，从而得到了辅助开关管Q_ch和Q_dis的占空比大小和控制时序。以整流电路输出电压的过零点为起始点，第一辅助开关管的工作占空比以

规律变化，其中

第二辅助开关管的工作占空比以

规律变化，其中

或

辅助储能电容电压与整流电路输出电压之差必须始终小于反激变换电路的反射电压(即变压器初级绕组两端电压)nV₀，即(v_Cs-v_rec)/n＜V_o。

反激变换电路通过控制主开关管Q₁工作，实现高功率因数和恒流输出，辅助电路通过控制辅助开关管Q_ch和Q_dis工作，使辅助储能电容电压保持在设定的范围，实现了瞬时输入功率和输出功率的平衡，抑制了LED负载电流的低频纹波，因此可以使用薄膜电容代替大容量电解电容，实现无电解电容化。

以下对本发明的工作原理进行说明：

为简化分析作以下假设：

1)电路中所有器件都为理想器件。

2)由于开关周期Ts远小于工频周期，即认为在一个开关周期内输入电压为定值。

3)输入整流电路输出用等效电压源v_rec和等效整流二极管Drec表示。

单级非隔离无电解电容驱动电源的主要工作波形如图2所示，通过控制主电路开关管Q₁工作，使反激变换器工作在DCM状态，实现高功率因数和恒流输出。根据瞬时输入功率与输出功率的大小，电路有两种工作情况。

(1)Pin>P0：多余能量储存在辅助储能电容Cs中，辅助开关管Q_dis保持关断，电路等效工作过程如图3所示，各工作模态等效电路如图4所示。

1)(t0-t1)：t0时刻，主开关管Q₁导通，辅助开关管Q_ch关断，整流输出电压v_rec通过主开关管Q₁对励磁电感L₁充电，原边励磁电流线性增加，输出整流二极管D₀截止，输出滤波电容C₀对LED负载供电。

2)(t1-t2)：t1时刻，主开关管Q₁关断，同时辅助开关管Q_ch导通，励磁电感L₁通过辅助开关管Q_ch、辅助二极管D_ch向辅助储能电容Cs充电，此阶段必须使(v_Cs-v_rec)/n＜V_o，输出整流二极管D₀保持截止，输出滤波电容C₀对LED负载继续供电。

3)(t2-t3)：t2时刻，辅助开关管Q_ch关断，输出整流二极管D₀导通，此时励磁电感中能量通过二极管D₀传递到LED负载。

4)(t3-t4)：这个阶段所有开关器件均截止，LED负载由滤波电容C₀继续提供能量，t4以后又重复上一个开关周期。

(2)Pin<P0：辅助储能电容向LED负载释放能量，辅助开关管Q_ch始终关断，电路等效工作过程如图5所示，各工作模态等效电路如图6所示。

1)(t0-t1)：t0时刻，主开关管Q₁导通、辅助开关管Q_ch关断，整流输出电压v_rec通过主开关管Q₁对励磁电感L₁充电，原边励磁电流线性增加，输出整流二极管D₀截止，输出滤波电容C₀对LED负载供电。

2)(t1-t2)：t1时刻，主开关管Q₁关断、输出整流二极管D₀导通，此时励磁电感中能量通过二极管D₀传递到LED负载，二极管D₀电流线性减小。

3)(t2-t3)：t2时刻，输出整流二极管D₀电流减小到0，二极管D₀截止，同时辅助开关管Q_dis导通，辅助储能电容Cs通过辅助二极管D_dis、辅助开关管Q_dis对副边电感L₂充电，并对LED负载供电。

4)(t3-t4)：t3时刻，辅助开关管Q_dis关断，输出整流二极管电感D₀导通，副边电感L₂通过二极管D₀向LED负载释放能量。

5)(t4-t5)：t4时刻，副边电感L₂能量释放完毕，输出整流二极管D₀截止，LED负载由滤波电容C₀提供能量，t5以后又重复上一个开关周期。

通过控制反激变换电路主开关管Q₁工作，使反激变换电路工作在断续电流模式实现高功率因数和恒流输出，通过控制辅助开关管Q_ch和Q_dis工作，使辅助储能电容电压保持在设定的范围，实现了瞬时输入功率和输出功率的平衡。

辅助开关管Q_ch和Q_dis的占空比为：

D＝K_D*a[N]

其中，K_D为占空比系数，a[N]为正弦变换的函数数组。通过检测辅助储能电容的电压大小获取占空比系数K_D，通过检测整流电路输出电压过零点获取数组a[N]]的占空比波形相位，从而得到了负载开关管Q_ch和Q_dis的占空比大小和控制时序。以整流电路输出电压的过零点为起始点，第一辅助开关管的工作占空比以

规律变化，其中

第二辅助开关管的工作占空比以

规律变化，其中

或

辅助电路通过控制储能电容电压来维持电路输入输出功率的平衡。当电路输入功率增加时，占空比系数K_D越大，辅助储能电容电压增加；当输入功率减小时，占空比系数K_D变小，辅助储能电容电压减小。同时还可通过控制辅助储能电容电压，使得辅助储能电容电压与整流电路输出电压之差始终小于反激变换电路的反射电压(即变压器初级绕组两端电压)(v_Cs-v_rec)＜nV_o，也即(v_Cs-v_rec)/n＜V_o，使得当辅助开关管Q_ch导通时，变压器副边输出整流二极管D₀截止。

为验证电路的可行性，对所提电路进行了仿真，仿真参数：交流输入电压为v_in＝156sinωt，输出功率P₀＝50W，输出电压V₀＝100V，开关频率f＝100kHz，励磁电感L₁＝270uH，匝比N_p/N_s＝3，主开关管Q₁占空比D＝0.47，C_s＝8.2uF，C₀＝10uF。图7为未加辅助电路时输出电压仿真波形，图8为本发明电路的储能电容和输出电压仿真波形。可见本发明电路的输出电压低频纹波大大减小，可以采用薄膜电容替代大容量电解电容，实现无电解电容LED驱动电源。

以上是本发明的较佳实施例，凡依本发明技术方案所作的改变，所产生的功能作用未超出本发明技术方案的范围时，均属于本发明的保护范围。

Claims (5)

1.一种单级非隔离高功率因数无电解电容LED驱动电源，其特征在于，包括交流输入电源、输入整流电路、反激变换电路、辅助电路和LED负载；所述交流输入电源用于为整个LED驱动电源供电；所述输入整流电路用于将交流输入电源输出的交流电整流成直流电，以为反激变换电路、辅助电路和LED负载供电；所述反激变换电路工作在电流断续模式，用于实现功率因数校正功能并为LED负载提供恒流输出；所述辅助电路用于平衡输入输出之间的瞬时功率并吸收所述反激变换电路开关管的电压尖峰；所述反激变换电路包括主开关管、变压器、输出整流二极管、滤波电容，所述辅助电路包括第一辅助开关管、第二辅助开关管、第一辅助二极管、第二辅助二极管、辅助储能电容；主开关管的源极、输出整流二极管的阳极、滤波电容的一端、辅助储能电容的一端与所述输入整流电路的负极输出端、所述LED负载的一端连接，主开关管的漏极与变压器初级绕组的一端、第一辅助二极管的阳极连接，变压器初级绕组的另一端与所述输入整流电路的正极输出端连接，变压器次级绕组的一端与滤波电容的另一端、所述LED负载的另一端连接，变压器次级绕组的另一端与输出整流二极管的阴极、第二辅助开关管的源极连接，第一辅助开关管的漏极与第一辅助二极管的阴极连接，第一辅助开关管的源极与第二辅助二极管的阳极、辅助储能电容的另一端连接，第二辅助二极管的阴极与第二辅助开关管的漏极连接。

2.根据权利要求1所述的一种单级非隔离高功率因数无电解电容LED驱动电源，其特征在于，所述LED驱动电源的控制方式为：通过检测输入整流电路输出电压的过零点和辅助储能电容电压，控制第一辅助开关管和第二辅助开关管工作，实现输入输出功率的平衡，从而减小LED负载电流的低频纹波，具体控制方式如下：

当输入功率瞬时值大于或等于输出功率时，第二辅助开关管保持关断，第一辅助开关管在主开关管关断后导通，把多余的能量储存在辅助储能电容中，并且吸收由于变压器漏感产生的电压尖峰；

当输入功率瞬时值小于输出功率时，第一辅助开关管始终关断，第二辅助开关管在主开关管关断后直至输出整流二极管电流减小到零时导通，辅助储能电容向LED负载释放能量。

3.根据权利要求2所述的一种单级非隔离高功率因数无电解电容LED驱动电源，其特征在于，输入功率瞬时值与输出功率大小比较是通过检测输入整流电路输出电压的相位获得，以输入整流电路输出电压过零点为起始点，当

时，输入功率瞬时值大于或等于输出功率；当

或

时，输入功率瞬时值小于或等于输出功率。

4.根据权利要求2所述的一种单级非隔离高功率因数无电解电容LED驱动电源，其特征在于，第一辅助开关管和第二辅助开关管的工作占空比D＝K_D*a[N]，是一组以正弦规律变化的数组，其中K_D为占空比系数，a[N]为正弦变换的函数数组，且它们均是在主开关管Q₁关断期间导通，通过检测辅助储能电容电压大小获取占空比系数K_D，通过检测输入整流电路输出电压过零点获取数组a[N]]的占空比波形相位，从而得到第一辅助开关管和第二辅助开关管的占空比大小和控制时序，以整流电路输出电压的过零点为起始点，第一辅助开关管的工作占空比以

规律变化，其中

第二辅助开关管的工作占空比以

规律变化，其中

或

5.根据权利要求2所述的一种单级非隔离高功率因数无电解电容LED驱动电源，其特征在于，辅助储能电容电压与输入整流电路输出电压之差必须始终小于反激变换电路的反射电压，反射电压即为变压器初级绕组两端电压。

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