CN106535387B - 一种高功率因数隔离型无电解电容led驱动电源 - Google Patents

一种高功率因数隔离型无电解电容led驱动电源 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种高功率因数隔离型无电解电容LED驱动电源，包括：交流输入电压v in 、桥式整流电路、主开关管S 1 、反激变压器T、辅助二极管D R2 、第二开关管S 2 、辅助二极管D R1 、储能电容C a 、第三开关管S 3 、滤波电容C o 及负载。本发明有如下特点和优点：1）反激变压器的副边侧加入储能电容，平衡输入功率P in 和输出功率P o 的功率脉动；2）为减小储能电容容值，储能电容电压设计为含较大脉动纹波电压形式，因而可以使用小容值非电解电容(如薄膜电容等)作为储能电容；3）第二开关管S 2 、第三开关管S 3 及辅助二极管D R1 在不同输入功率条件下可以实现恒定输出功率调节，为LED负载提供恒定驱动电流；4）通过对反激变压器副边绕组的复用，省去了Buck电路电感，提高了集成度并节约了成本。

Description

一种高功率因数隔离型无电解电容LED驱动电源
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，特别是涉及一种高功率因数隔离型无电解电容LED驱动电路，属于交流/直流(AC/DC)、直流/直流(DC/DC)变换器领域。
背景技术
发光二极管(light-emitting diode ,LED)是新一代照明光源，具有寿命长、效率高、节能环保等诸多优点。近年来，随着LED技术的飞速发展，LED的应用越来越广泛。LED的整体性能在很大程度上依赖于性能良好、可靠性高、高功率因数的驱动电源。在交流供电的情况下，需要通过功率因数校正以获得较高的功率因数。当功率因数PF=1时，输入电流与输入电压是为同频同相的正弦波，此时输入功率呈现两倍输入电压频率的低频脉动形式。通常选用容值较大的电解电容平衡该低频脉动功率。LED自身的使用寿命一般在8万到10万小时，但是电解电容的寿命仅为几千小时，且受温度影响严重，显然，电解电容的存在影响了照明系统的整体寿命。此外，电解电容的体积也会影响功率密度的提高。
传统驱动电源电路中PFC变换器和DC/DC变换器的级联降低了整机效率，同时存在体积大、集成度低、器件多等缺点。
发明内容
发明目的在于克服两级拓扑、多级拓扑结构AC/DC LED驱动电源整机效率低，器件多、体积大等缺点，和克服因使用电解电容而降低LED照明光源整体寿命的不足，提供一种高功率因数隔离型无电解电容LED驱动电源，它具有高效率、高输入功率因数、长寿命、驱动性能优良的特点。
为达到上述目的，本发明采用下述技术方案：
一种高功率因数隔离型无电解电容LED驱动电源，包括：交流输入电压v in 、桥式整流电路、主开关管S 1 、反激变压器T、辅助二极管D R2 、第二开关管S 2 、辅助二极管D R1 、储能电容C a 、第三开关管S 3 、滤波电容C o 及负载；其特征在于：桥式整流电路依次连接主开关管S 1 、反激变压器T、辅助二极管D R2 、储能电容C a 、第三开关管S 3 、辅助二极管D R1 、第二开关管S 2 、滤波电容C o 及负载。
所述桥式整流电路由第一二极管D r1 、第二二极管D r2 、第三二极管D r3 和第四二极管D r4 组成；所述第一二极管D r1 的阳极连接所述第三二极管D r3 的阴极，所述第二二极管D r2 的阳极连接所述第四二极管D r4 的阴极，所述第一二极管D r1 与所述第二二极管D r2 的阴极对接并与反激变压器原边绕组的同名端连接，所述第三二极管D r3 与所述第四二极管D r4 的阳极对接并与主开关管S 1 的源极连接。
所述反激变压器T由原边绕组N p 和副边绕组N s 组成。所述反激变压器T的原边绕组N p 的异名端与所述主开关管S 1 的漏极连接。所述反激变压器T的副边绕组N s 的同名端与辅助二极管D R2 的阴极连接，所述反激变压器T的副边绕组的异名端与辅助二极管D R1 的阳极、第二开关管S 2 的漏极连接。
所述辅助二极管D R2 的阳极与所述第三开关管S 3 的源极、储能电容C a 的负端、滤波电容C o 的负端以及LED负载的负端连接，所述第三开关管S 3 的漏极与储能电容C a 的正端、辅助二极管D R1 的阴极连接，所述第二开关管S 2 的源极与滤波电容C o 的正端、LED负载的正端连接。
所述桥式整流电路实现交流/直流变换。
所述反激变压器T和主开关管S 1 共同作用实现输入功率因数校正和调节储能电容的电压，所述反激变压器的T副边绕组在输入功率小于输出功率（P in <P O ）条件下，充当Buck电路中电感的作用，减少了电路元器件，所述反激变压器T设计在电流断续模式工作，实现输入功率因素校正功能。
所述储能电容匹配瞬时输入功率和输出功率的不平衡，并且储能电容的电压设计为含较大纹波的形式，其容值较小，可消除AC/DC LED恒流驱动电源对电解电容的依赖。
所述第二开关管S 2 、辅助二极管D R1 在输入功率大于输出功率(P in >P O )条件下实现恒定输出功率调节，为LED负载提供恒定驱动电流。
所述第三开关管S 3 在输入功率小于输出功率(P in <P O )条件下实现恒定输出功率调节，为LED负载提供恒定驱动电流。
所述滤波电容C o 可以滤除输出电压纹波。
与现有技术相比，本发明主要技术特点和优点是：1）反激变压器的副边侧加入储能电容，平衡输入功率P in 和输出功率P o 的功率脉动；2）为减小储能电容容值，储能电容电压设计为含较大脉动纹波电压形式，因而可以使用小容值非电解电容(如薄膜电容等)作为储能电容；3）第二开关管S 2 、第三开关管S 3 及辅助二极管D R1 在不同输入功率条件下可以实现恒定输出功率调节，为LED负载提供恒定驱动电流；4）通过对反激变压器副边绕组的复用，省去了Buck电路电感，提高了集成度并节约了成本。
附图说明
图1为单级AC/DC LED驱动电源原理框图。
图2为本发明的一种高功率因数隔离型无电解电容LED驱动电源原理框图。
图3为本发明的一种高功率因数隔离型无电解电容LED驱动电源主电路实现结构图。
图4为本发明的一种高功率因数隔离型无电解电容LED驱动电源主要工作波形图。
图5为本发明的一种高功率因数隔离型无电解电容LED驱动电源的开关管驱动信号时序图。
图6为本发明中当输入功率P in 大于输出功率P o 时各模态下等效电路图。
图7为本发明中当输入功率P in 小于输出功率P o 时各模态下等效电路图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例，进一步阐明本发明。
实施案例一：如图2所示为单级式AC/DC LED恒流驱动电源的原理框图。主电路中的储能电容在不同输入功率条件下可以实现恒定输出功率调节，为LED负载提供恒定驱动电流。
实施案例二：如图3所示为本发明的一种高功率因数隔离型无电解电容LED驱动电源主电路。包括交流输入电压v in 、桥式整流电路(1)、主开关管S 1 (2)、反激变压器T(3)、辅助二极管D R2 (4)、第三开关管S 3 (5)、辅助二极管D R1 (6)、储能电容C a (7)、第二开关管S 2 (8)、滤波电容C o (9)及负载；其特征在于：桥式整流电路(1)依次连接主开关管S 1 (2)、反激变压器T(3)、辅助二极管D R2 (4)、第三开关管S 3 (5)、辅助二极管D R1 (6)、储能电容C a (7)、第二开关管S 2 (8)、滤波电容C o (9)及负载。
实施案例三：本实施例与实施例二基本相同，特别之处如下：
所述桥式整流电路由第一二极管(D r1 )、第二二极管(D r2 )、第三二极管(D r3 )和第四二极管(D r4 )组成；所述第一二极管(D r1 )的阳极连接所述第三二极管(D r3 )的阴极，所述第二二极管(D r2 )的阳极连接所述第四二极管(D r4 )的阴极，所述第一二极管(D r1 )与所述第二二极管(D r2 )的阴极对接并与反激变压器T原边绕组的同名端连接，所述第三二极管(D r3 )与所述第四二极管(D r4 )的阳极对接并与主开关管S 1 的源极连接。
所述反激变压器T(3)由原边绕组N p 和副边绕组N s 组成，所述原边绕组N p 的异名端与所述主开关管S 1 的漏极连接。反激变压器T的副边绕组N s 的同名端与辅助二极管D R2 的阴极连接，反激变压器T的副边绕组N s 的异名端与辅助二极管D R1 的阳极、第二开关管S 2 的漏极连接。
所述所述反激变压器T(3)副边绕组N s ，在输入功率小于输出功率（P in <P O ）下，充当Buck电路中电感的作用，减少了电路中元器件的使用。
所述反激变压器T(3)设计在电流断续模式工作，实现输入功率因数校正功能。
所述储能电容C a (7)的电压设计为直流电压叠加脉动纹波电压的工作形式，可以消除AC/DC LED恒流驱动电源对电解电容的依赖。
下面以图3为主电路结构，结合附图4—7叙述本发明的具体工作原理，设计原理：
图4为本文所提出驱动电源电路的主要波形。为了获得较高的功率因数，使反激变换器工作在电流断续状态模式（discontinuous current mode ,DCM），自动实现功率因数校正。输出功率的调节需要储能电容Ca的缓冲作用。当输入功率大于输出功率(P in >P O )时，S 3 一直关断，控制S 2 的占空比，从而为LED负载提供恒定工作电流，此时，剩余的能量储存在电容Ca上。当输入功率小于输出功率(P in <P O )时，S 2 一直处于开通，控制S 3 的占空比，实现为负载提供恒定工作电流，此时储能电容C a 释放能量至输出负载以补偿输出功率与输入功率的能量差。
1.不同输入功率条件下的工作原理分析
1.1 当P in >P o 时工作原理分析
图5(a)为P in >P o 条件下开关管的逻辑序列，此时共有四个不同的工作模态，其相应的等效电路如图6所示。
1）工作模态1，[t 0 ,t 1 ]：其等效工作电路如图6(a)所示。t 0 时刻之前，励磁电流为零，滤波电容C o 向LED负载供电。在t 0 时刻，开关管S 1 导通，桥式整流电路开始工作，在P in >P o 功率条件下开关管S 3 一直关断，假设输入电压v in 在一个开关周期内保持不变，则励磁电流从零开始线性增加，由于二极管DR2的反向阻断作用，能量不能向副边传输而是储存在原边励磁电感；
2）工作模态2，[t 1 ,t 2 ]：其等效工作电路如图6(b)所示，在t 1 时刻开关管S 1 关断，储存在变压器中的能量通过开关管S 2 向负载提供能量，因为设计要求储能电容C a 的电压始终高于滤波电容C o 的电压，因此此模态下不会给储能电容C a 传递能量；
3）工作模态3，[t 2 ,t 3 ]：其等效工作电路如图6(c)所示，在t 2 时刻开关管S 2 关断，反激变压器储存的能量不再向负载传输，而是通过辅助二极管D R1 向储能电容C a 储存能量，从而输入功率多余的部分被C a 吸收，平衡了脉动功率△E；
4）工作模态4，[t 3 ,t 4 ]：其等效工作电路如图6(d)所示，在此模态下，变压器的原、副边线圈的电流为零，变压器被磁复位，储存在变压器的能量已经耗尽，此时由滤波电容C o 向负载供能。
在P in >P o 功率条件下，开关管S 1 的占空比基本不变，S 3 处于恒关断状态，控制S 2 以实现恒流驱动LED负载；一个开关周期内输入功率P in 多余的能量被第三端口的储能电容C a 吸收。
1.2 当P in <P o 时工作原理分析
图5(b)为P in <P o 条件下开关管的逻辑序列，此时共有四个不同的工作模态，其相应的等效电路如图6所示。
1）工作模态1，[t 0 ,t 1 ]：其等效工作电路如图7(a)所示，与图6(a)类似。此阶段由于反向阻断二极管的作用，能量不能向副边传输而是储存在原边励磁电感，此时由滤波电容向负载提供能量；
2）工作模态2，[t 1 ,t 2 ]：其等效工作电路如图7(b)所示。在t 1 时刻开关管S 3 开通，S 1 关断，储存在变压器中的能量通过副边线圈向负载释放，同时，储能电容通过副边绕组向负载供能，并对变压器副边电感充电，相当于Buck电路工作在开关管导通状态；
3）工作模态3，[t 2 ,t 3 ]：其等效工作电路如图7(c)所示。在t 2 时刻开关管S 3 关断，相当于Buck电路中开关管关断状态，此时通过图示回路，储存在变压器副边电感能量继续向负载释放；
4）工作模态4，[t 3 ,t 4 ]：其等效工作电路如图7(d)所示，在这个开关模态中，变压器的原、副边线圈都没有电流流过，变压器被磁复位，变压器副边电感工作在断续状态。滤波电容C o 向LED负载供电。
在P in <P o 功率条件下，开关管S 1 的占空比保持不变，S 2 处于恒开通状态，通过调节开关管S 3 的占空比，以实现恒流驱动LED负载，一个开关周期内输入功率P in 不足的能量由第三端口的储能电容C a 提供。
本发明不局限于上述具体实施方式，本领域的技术人员可以根据本发明公开的内容进行多种实施方式。应理解上述实施例子仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围，在阅读了本发明之后，本领域技术人员对本发明的各种等价形式的修改均落于本申请所附权利要求所限定的范围。

Claims (1)

1.一种高功率因数隔离型无电解电容LED驱动电源，包括：交流输入电压v in 、桥式整流电路(1)、主开关管S 1 (2)、反激变压器T(3)、辅助二极管D R2 (4)、第三开关管S 3 (5)、辅助二极管D R1 (6)、储能电容C a (7)、第二开关管S 2 (8)、滤波电容C o (9)及负载；其特征在于：桥式整流电路(1)依次连接主开关管S 1 (2)、反激变压器T(3)、辅助二极管D R2 (4)、第三开关管S 3 (5)、辅助二极管D R1 (6)、储能电容C a (7)、第二开关管S 2 (8)、滤波电容C o (9)及负载；所述桥式整流电路由第一二极管(D r1 )、第二二极管(D r2 )、第三二极管(D r3 )和第四二极管(D r4 )组成；所述第一二极管(D r1 )的阳极连接所述第三二极管(D r3 )的阴极，所述第二二极管(D r2 )的阳极连接所述第四二极管(D r4 )的阴极，所述第一二极管(D r1 )与所述第二二极管(D r2 )的阴极对接并与反激变压器原边绕组的同名端连接，所述第三二极管(D r3 )与所述第四二极管(D r4 )的阳极对接并与主开关管S1的源极连接；所述反激变压器T由原边绕组N p 和副边绕组N s 组成；所述反激变压器T的原边绕组N p 的异名端与所述主开关管S 1 的漏极连接；所述反激变压器T的副边绕组N s 的同名端与辅助二极管D R2 的阴极连接，所述反激变压器T的副边绕组的异名端与辅助二极管D R1 的阳极、第二开关管S 2 的漏极连接；所述辅助二极管D R2 的阳极与所述第三开关管S 3 的源极、储能电容C a 的负端以及滤波电容C o 的负端连接，所述第三开关管S 3 的漏极与储能电容C a 的正端、辅助二极管D R1 的阴极连接，所述第二开关管S 2 的源极与储能电容C a 的正端连接；所述反激变压器副边绕组在输入功率小于输出功率（P in <P O ）下，充当Buck电路中电感的作用，减少了电路中元器件的使用；所述反激变压器T设计在电流断续模式工作，实现输入功率因数校正功能；所述储能电容C a 的电压设计为直流电压叠加脉动纹波电压的工作形式，可以消除AC/DC LED恒流驱动电源对电解电容的依赖。
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