CN103228080B - 一种无电解电容的led驱动电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种无电解电容的LED驱动电路，包括与交流输入电压源连接的不控整流桥、功率平衡电路和DC/DC变换电路，所述功率平衡电路连接在不控整流桥和DC/DC变换电路之间,所述功率平衡电路由第二开关管、第四开关管、第五二极管、第六二极管和储能电容构成；所述DC/DC变换电路由第一开关管、变压器、第三开关管、第七二极管、滤波电容和滤波电感构成；本发明可以实现无大电解电容的情况下，通过控制开关管S₁～S₄的工作时间，向LED负载提供恒定的电流。

Description

一种无电解电容的LED驱动电路

技术领域

本发明涉及LED驱动电路领域，具体涉及一种无电解电容的LED驱动电路。

背景技术

LED以其节能环保、长寿命等诸多优点，成为新一代的绿色照明光源。随着LED照明技术的不断发展与成熟，它将被广泛应用于各种照明领域，成为将来照明工具的首选。LED本身的制造工艺发展迅速，效率、寿命等性能指标已日益成熟，然而驱动电源的发展与之尚欠匹配。制造高效率、低成本、小体积、长寿命、高功率因数的驱动电源是保证LED发光品质及整体性能的保证，是推动LED照明光源广泛应用到各种照明领域的前提与动力。

实际应用中，LED驱动电路均接交流市电。假设驱动电路为单位功率因数，则输入电流与输入电压为同相位的正弦波，如图1所示，此时输入功率为正弦平方形式，然而LED需要恒流驱动才能较好地保证其发光品质、工作寿命以及其它性能指标，因此需要实现恒流输出，即输出功率Po恒定。这就造成输入功率与输出功率的瞬时值不相等，需要附加元件实现输入、输出功率之间的平衡。目前的电路大多使用容值较大的电解电容充当功率平衡元件，然而，电解电容的寿命与LED的工作寿命相差甚远，电解电容的寿命成为限制LED驱动电路整体寿命的主要因素。此外，大容值的电解电容体积多笨重，限制了LED驱动电路的体积小型化，降低了驱动电路的功率密度。

发明内容

为了克服现有技术存在的缺点与不足，本发明提供一种无电解电容LED驱动电路。

本发明采用的技术方案如下：

一种无电解电容的LED驱动电路，包括与交流输入电压源连接的不控整流桥A、功率平衡电路B和DC/DC变换电路C，所述功率平衡电路B连接在不控整流桥A和DC/DC变换电路C之间；所述功率平衡电路B由第二开关管S₂、第四开关管S₄、第五二极管D₅、第六二极管D₆和储能电容C_p构成；所述DC/DC变换电路C由第一开关管S₁、变压器T、第三开关管S₃、第七二极管D₇、滤波电容C_o和滤波电感L_o构成；

其中，第二开关管S₂的源级与不控整流桥A的共阴极、变压器T原边同名端连接，所述变压器T原边异名端与第四开关管S₄的漏极、第一开关管S₁的漏极连接，所述第四开关管S₄的源级与第六二极管D₆的阳极连接；

所述第二开关管S₂的漏极和第五二极管D₅的阴极连接，第五二极管D₅的阳极与第六二极管D₆的阴极、储能电容C_p的一端连接；

所述储能电容C_p的另一端与不控整流桥A的共阳极、第一开关管S1的源级连接；

所述变压器T副边异名端与第七二极管D₇的阳极连接，所述第七二极管D₇的阴极与第三开关管S₃的漏极连接，第三开关管S₃的源级与滤波电容C_o的一端和滤波电感L_o的一端连接，所述滤波电感L₀的另一端与LED负载的正极连接，所述滤波电容C_o的另一端与变压器T的副边同名端、LED负载的负极连接。

所述储能电容C_p为聚酯薄膜电容或陶瓷电容。

所述与交流输入电压源连接的不控整流桥A和DC/DC变换电路C组成一个AC/DC变换器，经过适当的控制使此AC/DC变换器工作于电流断续工作模态，得到高的功率因数，实现功率因数校正功能。当瞬时输入功率小于输出功率时，功率平衡电路B中的储能电容Cp释放能量以补充输入能量的不足，保证输出功率恒定，保证向LED提供恒定电流。此时，第三开关管S₃一直处于开通状态，第二开关管S₂用于控制向LED提供恒定电流，储能电容Cp两端电压下降。当瞬时输入功率大于输出功率时，功率平衡电路B中的储能电容Cp存储能量以吸收多余的输入能量，保证输出功率恒定，保证向LED提供恒定电流。此时，第二开关管S₂一直处于关断状态，第三开关管S₃和第四开关管S₄用于控制向LED提供恒定电流，储能电容Cp两端电压上升。

本发明用寿命更长的元件组成功率平衡电路代替寿命较短的、体积笨重的大电解电容，平衡瞬时输入功率与瞬时输出功率之间的缺口。

本发明的有益效果：

本发明在驱动电路无大电解电容的情况下，通过控制开关管S₁-S₄的工作时序，向LED负载提供恒定的电流，代替高温下易失效且具有寿命限制的电解电容滤波下的LED驱动电路，进一步提高驱动电路的稳定性，大幅延长驱动电路的寿命，减小驱动电路的体积，提高驱动电路的功率密度。

附图说明

图1是现有技术中LED驱动电路的输入电压、输入电流、瞬时输入功率和输出功率的波形图；

图2是本发明具体实施方式的一种无电解电容LED驱动电路的电路图；

图3是图2所示的一种无电解电容LED驱动电路在瞬时输入功率小于输出功率时各开关管驱动波形图和变压器原边、副边电流波形图；

图4a～图4d分别是图2中一种无电解电容LED驱动电路在瞬时输入功率小于输出功率时，在一个开关周期T_s（t₀～t₁、t₁～t₂、t₂～t₃和t₃～t₄时间段）内的工作过程图,其中图4a是t₀～t₁时间段的工作过程图，图4b是t₁～t₂时间段的工作过程图，图4c是t₂～t₃时间段的工作过程图，图4d是t₃～t₄时间段的工作过程图；

图5是图2中所示的一种无电解电容LED驱动电路在瞬时输入功率大于输出功率时各开关管驱动波形图和变压器原、副边电流波形图；

图6a～图6d分别是图2中一种无电解电容LED驱动电路在瞬时输入功率大于输出功率时，在一个开关周期T_s（t₀～t₁、t₁～t₂、t₂～t₃和t₃～t₄时间段）内的工作过程图，其中图6a是t₀～t₁时间段的工作过程图，图6b是t₁～t₂时间段的工作过程图，图6c是t₂～t₃时间段的工作过程图，图6d是t₃～t₄时间段的工作过程图；

图7是图2中一种无电解电容LED驱动电路输入输出电压电流的波形图。

具体实施方式

下面结合实施例及附图，对本发明作进一步地详细说明，但本发明的实施方式不限于此。

实施例

如图2所示，一种无电解电容的LED驱动电路，包括与交流输入电压源连接的不控整流桥A、功率平衡电路B和DC/DC变换电路C，所述功率平衡电路B连接在不控整流桥A和DC/DC变换电路C之间；所述功率平衡电路B由第二开关管S₂、第四开关管S₄、第五二极管D₅、第六二极管D₆和储能电容C_p构成；所述DC/DC变换电路C由第一开关管S₁、变压器T、第三开关管S₃、第七二极管D₇、滤波电容C_o和滤波电感L_o构成；

其中，第二开关管S₂的源级与不控整流桥A的共阴极、变压器T原边同名端连接，所述变压器T原边异名端与第四开关管S₄的漏极、第一开关管S₁的漏极连接，所述第四开关管S₄的源级与第六二极管D₆的阳极连接；

所述第二开关管S₂的漏极和第五二极管D₅的阴极连接，第五二极管D₅的阳极与第六二极管D₆的阴极、储能电容C_p的一端连接；

所述储能电容C_p的另一端与不控整流桥A的共阳极、第一开关管S₁的源级连接；

所述变压器T副边异名端与第七二极管D₇的阳极连接，所述第七二极管D₇的阴极与第三开关管S₃的漏极连接，第三开关管S₃的源级与滤波电容C_o的一端和滤波电感L_o的一端连接，所述滤波电感L_o的另一端与LED负载的正极连接，所述滤波电容C_o的另一端与变压器T副边同名端、LED负载的负极连接。

附图中所示，1端为变压器原边同名端，2端为变压器原边异名端，3端为变压器副边异名端，4端为变压器副边同名端。

所述储能电容C_p为聚酯薄膜电容或陶瓷电容。

所述与交流输入电压源连接的不控整流桥A和DC/DC变换电路C组成一个反激变换器，经过适当的控制使反激变换器工作于电流断续工作模态，得到高的功率因数，实现功率因数校正功能。当瞬时输入功率小于输出功率时，功率平衡电路B中的储能电容Cp释放能量以补充输入能量的不足，保证输出功率恒定，保证向LED提供恒定电流。此时，第三开关管S₃一直处于开通状态，第二开关管S₂用于控制向LED提供恒定电流，储能电容Cp两端电压下降。当瞬时输入功率大于输出功率时，功率平衡电路B中的储能电容Cp存储能量以吸收多余的输入能量，保证输出功率恒定，保证向LED提供恒定电流。此时，第二开关管S₂一直处于关断状态，第三开关管S₃和第四开关管S₄用于控制向LED提供恒定电流，储能电容Cp两端电压上升。

因此，瞬时输入功率小于输出功率和瞬时输入功率大于输出功率时驱动电路的工作原理是不一样的。下面对这两种情形分别加以说明：

1.瞬时输入功率小于输出功率；

如图3和图4a～图4d所示，当输入功率小于输出功率时，第三开关管S3一直开通；在一个开关周期Ts（t₀～t₁、t₁～t₂、t₂～t₃和t₃～t₄时间段）内，驱动电路的工作过程如下：

在t₀～t₁时间段内，如图4a：

假设t₀时刻之前，变压器原边电流i_p和副边电流i_s均为零，t₀时刻第一开关管S₁导通，假设输入电压v_in在一个开关周期内保持不变，则i_p从零开始线性增加，可得：

$i_p\left(t\right)=\frac{\left|v_{\mathrm{in}}\left(t\right)\right|}{L_1}(t-t_0)---\left(1\right)$

其中L₁是变压器原边绕组的自感。

在t₁～t₂时间段内，如图4b：

在t₁时刻开通第二开关管S₂，第一开关管S₁继续开通，储能电容Cp放电，i_p继续线性增加，假设储能电容Cp两端电压v_c在一个开关周期内保持不变，则有：

$i_p\left(t\right)=\frac{v_c\left(t\right)}{L_1}(t-t_1)+\frac{\left|v_{\mathrm{in}}\left(t\right)\right|}{L_1}(t_1-t_0)---\left(2\right)$

此过程中若储能电容Cp两端电压的最小值v_{c_min}小于输入电压，则第二开关管S₂不能正常开通，驱动电路不能正常工作，因此储能电容Cp两端电压的最小值v_{c_min}必须满足：

v_{c_min}＞v_in(t)                  （3）

在t₂～t₃时间段内，如图4c：

在t₂时刻同时关断第一开关管S₁和第二开关管S₂，此时储存在变压器中的能量开始向变压器副边传递，根据式（2）可得出t₂时刻变压器原边电流值为：

$I_p\left(t_2\right)=\frac{v_c\left(t\right)}{L_1}(t_2-t_1)+\frac{\left|v_{\mathrm{in}}\left(t\right)\right|}{L_1}(t_1-t_0)---\left(4\right)$

经过折算后可得到变压器副边电流i_s为：

$i_s\left(t\right)=I_p\left(t_2\right)\frac{N_p}{N_s}-\frac{V_o{N}_p^2}{L_1{N}_s^2}(t-t_2)---\left(5\right)$

其中，N_p是变压器原边绕组匝数，N_s是变压器副边绕组匝数，V_o是输出电压。

在t₃时刻，i_s降为零，t₂到t₃的时间间隔为：

$\mathrm{\ΔT}=t_3-t_2=\frac{I_p\left(t_2\right)L_1{N}_s}{V_o{N}_p}---\left(6\right)$

t₃～t₄时间段内，如图4d：

在这个开关周期内，变压器原边、副边绕组都没有电流流过，变压器被磁复位，滤波电容Co向LED负载供电。

2.瞬时输入功率大于输出功率；

如图5和图6a～图6d所示，当瞬时输入功率大于输出功率时，第二开关管S₂一直关断。在一个开关周期Ts内将Ts（t₀～t₁、t₁～t₂、t₂～t₃和t₃～t₄时间段）内，驱动电路的工作过程如下：

t₀～t₁时间段内，如图6a：

和瞬时输入功率小于输出功率时的t₀～t₁时间段类似，第一开关管S₁导通，输入电压v_in使i_p从零开始线性增加。

$i_p\left(t\right)=\frac{\left|v_{\mathrm{in}}\left(t\right)\right|}{L_1}(t-t_0)---\left(7\right)$

t₁～t₂时间段内，如图6b：

在t₁时刻关断第一开关管S₁并开通第四开关管S₄，储存在变压器中的能量开始给储能电容Cp充电，变压器原边电流i_p开始线性下降。

t₁时刻变压器原边电流i_p的值为：

$I_p\left(t_1\right)=\frac{\left|v_{\mathrm{in}}\left(t\right)\right|}{L_1}(t_1-t_0)---\left(8\right)$

假设储能电容Cp两端电压v_c在一个开关周期内保持不变，则有：

$i_p\left(t\right)=I_p\left(t_1\right)-\frac{v_c\left(t\right)-v_{\mathrm{in}}\left(t\right)}{L_1}(t-t_1)---\left(9\right)$

t₂～t₃时间段内，如图6c：

在t₂时刻关断第四开关管S₄，同时开通第三开关管S₃，变压器中剩余能量开始传递到副边。

t₂时刻变压器原边电流i_p的值为：

$I_p\left(t_2\right)=I_p\left(t_1\right)-\frac{v_c\left(t\right)-v_{\mathrm{in}}\left(t\right)}{L_1}(t_2-t_1)---\left(10\right)$

经过折算后可得到变压器副边电流i_s为：

$i_s\left(t\right)=I_p\left(t_2\right)\frac{N_p}{N_s}-\frac{V_o{N}_p^2}{L_1{N}_s^2}(t-t_2)---\left(11\right)$

在t₃时刻，i_s降为零，t₂到t₃的时间间隔为：

$\mathrm{\ΔT}=t_3-t_2=\frac{I_p\left(t_2\right)L_1{N}_s}{V_o{N}_p}---\left(12\right)$

t₃～t₄时间段内，如图6d：

在这个时间段内，变压器原边、副边绕组都没有电流流过，变压器被磁复位，滤波电容Co向LED负载供电。

图7给出了本发明在输入电压一个周期内，输入电压、电流、功率，输出电压、电流、功率，变压器原边电流和副边电流的波形图。

本发明实现在无大电解电容的情况下，通过控制开关管S₁-S₄的工作时间，向LED负载提供恒定的电流，进一步提高驱动电路的稳定性，答复延长驱动电路的寿命，减小驱动电路的体积，提高驱动电路的功率密度。

上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受所述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (2)

1.一种无电解电容的LED驱动电路，其特征在于，包括与交流输入电压源连接的不控整流桥(A)、功率平衡电路(B)和DC/DC变换电路(C)，所述功率平衡电路(B)连接在不控整流桥(A)和DC/DC变换电路(C)之间；

所述功率平衡电路(B)由第二开关管(S₂)、第四开关管(S₄)、第五二极管(D₅)、第六二极管(D₆)和储能电容(C_p)构成；

所述DC/DC变换电路(C)由第一开关管(S₁)、变压器(T)、第三开关管(S₃)、第七二极管(D₇)、滤波电容(C_o)和滤波电感(L_o)构成；

其中，第二开关管(S₂)的源级与不控整流桥(A)的共阴极、变压器(T)原边同名端连接，所述变压器(T)原边异名端与第四开关管(S₄)的漏极、第一开关管(S₁)的漏极连接，所述第四开关管(S₄)的源级与第六二极管(D₆)的阳极连接；

所述第二开关管(S₂)的漏极和第五二极管(D₅)的阴极连接，第五二极管(D₅)的阳极与第六二极管(D₆)的阴极、储能电容(C_p)的一端连接；

所述储能电容(C_p)的另一端与不控整流桥(A)的共阳极、第一开关管(S₁)的源级连接；

所述变压器(T)副边异名端与第七二极管(D₇)的阳极连接，所述第七二极管(D₇)的阴极与第三开关管(S₃)的漏极连接，第三开关管(S₃)的源级与滤波电容(C_o)的一端、滤波电感(L_o)的一端连接，所述滤波电感(L_o)的另一端与LED负载的正极连接，所述滤波电容(C_o)的另一端与变压器(T)副边同名端、LED负载的负极连接。

2.根据权利要求1所述的一种无电解电容的LED驱动电路，其特征在于，所述储能电容(C_p)为聚酯薄膜电容或陶瓷电容。