CN111064367B - 一种反激变换器的控制方法 - Google Patents

一种反激变换器的控制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN111064367B
CN111064367B CN201911274808.8A CN201911274808A CN111064367B CN 111064367 B CN111064367 B CN 111064367B CN 201911274808 A CN201911274808 A CN 201911274808A CN 111064367 B CN111064367 B CN 111064367B
Authority
CN
China
Prior art keywords
main
clamping
tube
time
flyback converter
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201911274808.8A
Other languages
English (en)
Other versions
CN111064367A (zh
Inventor
尹向阳
钟天明
马守栋
王志燊
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd
Original Assignee
Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd filed Critical Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd
Publication of CN111064367A publication Critical patent/CN111064367A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN111064367B publication Critical patent/CN111064367B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0038—Circuits or arrangements for suppressing, e.g. by masking incorrect turn-on or turn-off signals, e.g. due to current spikes in current mode control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明公开了一种反激变换器的控制方法，通过在反激变换器的钳位电路中增设钳位二极管、辅助电容和辅钳位管，并用主开关驱动信号、主钳位驱动信号和辅钳位驱动信号分别驱动主开关管、主钳位管和辅钳位管，且在第一时段，将主钳位驱动信号设置由低电平逐渐升高到高电平，使反激变换器按照工作时间和非工作时间交替循环的方式间歇工作，在工作时间中，三个开关管处于断续工作模式，且均能够实现零电压开关；而且，能利用钳位二极管对变压器进行钳位，以在工作时间的第二、第七时段和非工作时间消除振荡；并且，本发明在第一时段，能够防止主开关管的漏源电压发生突变，避免了现有技术中主开关管在进入工作阶段时会产生一个很大的电流尖峰的问题。

Description

一种反激变换器的控制方法
技术领域
本发明涉及开关变换器领域，具体的说是一种反激变换器的控制方法。
背景技术
随着电力电子技术的迅猛发展，开关变换器的应用越来越广泛，特别是人们对高功率密度、高可靠性和小体积的开关变换器提出了更多的要求。反激拓扑具有结构简单、价格低廉等优点，被广泛应用于小功率开关变换器。但普通反激拓扑是硬开关，且不能回收漏感能量，因此限制了普通反激拓扑的效率和体积。为在小功率开关变换器的体积和效率上寻求突破，软开关技术已成为电力电子技术的研究热点。
目前，能够实现软开关技术的反激拓扑代表是有源钳位反激电路，有源钳位反激电路如图1所示。有源钳位反激电路由主功率电路、钳位电路和输出滤波电路组成。有源钳位反激电路的钳位电路能够回收漏感能量并将至传递至输出侧，并且，在DCM模式下，主开关管及钳位管均断开时，有源钳位反激电路的励磁电感、漏感与主开关管及钳位管的寄生电容谐振，很容易实现ZVS，提高电路的转换效率。但是，在轻载状态时，传统的有源钳位反激变换器开关管的损耗占比大，使得传统有源钳位反激变换器轻载效率低、空载损耗大。
目前解决有源钳位反激变换器轻载效率低及空载功耗大的问题主要为采用如图2所示的burst模式。图2所示的burst模式，电路进入工作阶段时，钳位管提前于主开关管开通一次，提供电路实现ZVS所需要的能量。有源钳位反激变换器采用图2所示的burst模式，可以实现开关管的ZVS，降低开关管的轻载损耗，提高轻载效率，降低空载损耗。然而有源钳位反激变换器采用burst模式，电路刚进入工作阶段，钳位管的开通过程为硬开关，其开通过程将使主开关管两端的电压发生突变，主开关管两端的电压由Vin突变至Vin+nVo，主开关管两端的电压突变将会产生一个很大的电流尖峰，电路的工作过程如图3所示。若要滤除主开关管上的电流尖峰，需要增大滤波器的滤波能力，这将增大滤波器的体积。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是：提供一种反激变换器的控制方法，以解决现有有源钳位反激电路振荡较大、且主开关管会在进入工作阶段时产生一个很大的电流尖峰的问题。
解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案如下：
一种反激变换器的控制方法，适用于由主功率电路、钳位电路和输出滤波电路组成的反激变换器；所述主功率电路设有变压器和主开关管，所述钳位电路设有钳位电容和主钳位管，所述变压器的原边绕组的第一端作为所述反激变换器的正输入端，所述原边绕组的第二端、所述主开关管的漏极、所述主钳位管的源极相连接，所述主钳位管的漏极通过所述钳位电容连接所述正输入端，所述主开关管的源极作为所述反激变换器的负输入端；所述变压器的副边绕组用于通过所述输出滤波电路向负载输出直流电；
其特征在于：
所述钳位电路还设有钳位二极管、辅助电容和辅钳位管；所述辅助电容和所述钳位二极管并联，所述钳位二极管的阳极连接所述正输入端，所述钳位二极管的阴极连接所述辅钳位管的漏极，所述辅钳位管的源极连接所述主开关管的漏极；
所述的控制方法，包括：分别向所述主开关管、主钳位管和辅钳位管的栅极输入主开关驱动信号、主钳位驱动信号和辅钳位驱动信号，以下简称为三个驱动信号；
所述三个驱动信号的时序均由交替循环的工作时间和非工作时间组成，所述工作时间依次由第一时段、第二时段、第三时段和N个循环时段组成，N为大于0的正整数，所述循环时段依次由第四时段、第五时段、第六时段、第七时段和第八时段组成；
各个时段的时长，以及所述主开关驱动信号、主钳位驱动信号和辅钳位驱动信号在各个时段的电平状态如下表一所示：
Figure BDA0002315259170000021
Figure BDA0002315259170000031
其中，T＝1/f＝△T4+△T5+△T6+△T7+△T8，T为恒定的开关周期，△T1、△T3、△T5、△T6、△T8均为恒定值，并满足以下条件：
△T1的取值足够大，使得所述变压器的励磁电感和漏感在所述第一时段内能够储存足够实现所述主开关管零电压开关的能量；
△T2＝T–△T1–(△T3+△T4+△T5)；
△T3的取值足够大，使得所述主开关管的寄生电容的电压在所述第三时段内能够下降为零；
△T4＝D1*T，
Figure BDA0002315259170000032
Nps为所述变压器的原边绕组与副边绕组的匝数比，Vin和Vo为所述反激变换器的输入电压和输出电压；
△T5的取值足够大，使得所述主开关管的漏源电压在所述第五时段内能够升高到Vin+Vc，当所述主开关管的漏源电压在所述第五时段达到Vin+Vc时，所述主钳位管的体二极管导通；
△T6的取值足够大，使得所述变压器的副边电流能够在所述第六时段内降低为零；
△T7＝T–(△T3+△T4+△T5+△T6)；
△T8的取值足够大，使得所述主开关管的寄生电容的电压在所述第八时段内能够下降为零。
从而，本发明通过在反激变换器的钳位电路中增设钳位二极管、辅助电容和辅钳位管，并用主开关驱动信号、主钳位驱动信号和辅钳位驱动信号该三个驱动信号分别驱动主开关管、主钳位管和辅钳位管，使得反激变换器按照工作时间和非工作时间交替循环的方式间歇工作，在工作时间中，主开关管、主钳位管和辅钳位管处于断续工作模式，且均能够实现零电压开关；并且，在工作时间的第六时段能够回收变压器的漏感能量，以提高反激变换器的效率；
而且，本发明能够利用钳位二极管对变压器进行钳位，以在工作时间的第二时段、第七时段和非工作时间消除反激变换器的振荡；
并且，本发明在反激变换器刚进入工作时间，也即在第一时段，通过主钳位管提前于主开关管开通一次，以提供主开关管实现零电压开关所需的能量；且由于主钳位驱动信号在第一时段由低电平逐渐升高到高电平，使得主钳位管的首次开通过程为逐渐导通，开通速度被减缓，令主钳位管的漏源电压在导通过程中缓慢下降，从而抑制主开关管的漏源电压的上升速度，防止主开关管的漏源电压发生突变，避免了现有技术中主开关管在进入工作阶段时会产生一个很大的电流尖峰的问题，缓解了滤波器对本发明的反激变换器的滤波压力，有利于缩小本发明所需采用的滤波器的体积；
因此，本发明在确保反激变换器中的每一个开关管在全工作过程中均能够实现零电压开关的前提下，提高了反激变换器的效率，降低了反激变换器在工作过程中的振荡，优化了EMI，并能够防止主开关管的漏源电压在反激变换器刚进入工作时间也即第一时段发生突变，避免了现有技术中主开关管在进入工作阶段时会产生一个很大的电流尖峰的问题，缓解了滤波器对本发明的反激变换器的滤波压力。
优选的：所述钳位电容的容值满足：
Figure BDA0002315259170000041
为所述钳位电容和所述变压器的漏感的谐振周期，Lr和Cr分别为所述漏感的电感量和所述钳位电容的容值，Ton为所述主钳位管的导通时间，并且，Ton＝△T6；
所述辅助电容的容值Cs满足：
Figure BDA0002315259170000042
Nps为所述变压器的原边绕组与副边绕组的匝数比，Vin和Vo为所述反激变换器的输入电压和输出电压，Cds3为所述辅钳位管的寄生电容容值，D1为用于驱动所述主开关管的主开关驱动信号的占空比，D2为用于驱动所述主钳位管的主钳位驱动信号的占空比，f为恒定的开关频率，Lm为所述变压器的励磁电感的电感量。
优选的：所述主钳位驱动信号在所述第一时段的电平状态为：按照直线上升方式变化，由低电平逐渐升高到高电平。
作为本发明的优选实施方式：所述△T1、△T3、△T5、△T6、△T8均取最小值，也即：
在所述第一时段的结束时刻，所述变压器的励磁电感和漏感储存到实现所述主开关管零电压开关所需的最低能量；
在所述第三时段的结束时刻，所述主开关管的寄生电容的电压下降为零；
在所述第五时段的结束时刻，所述主开关管的漏源电压升高到Vin+Vc；
在所述第六时段的结束时刻，所述变压器的副边电流降低为零；
在所述第八时段的结束时刻，所述主开关管的寄生电容的电压下降为零。
作为本发明的优选实施方式：所述工作时间和非工作时间的时长之和为恒定值T’。
优选的：所述工作时间中循环时段的数量N的取值，随所述负载增大而增大，并且，△T0＝T’–(△T3+△T4+△T5+△T6)。
从而，当所述负载越轻，则所述工作时间的时长越短、非工作时间的时长△T0越长，反之，当所述负载越重，则所述工作时间的时长越长、非工作时间的时长△T0越短，相当于反激变换器的等效工作频率跟随负载同向变化，因此，本发明反激变换器的开关管损耗能够得到降低，提高了轻载效率。
优选的：所述输出滤波电路包括整流二极管和输出电容，所述整流二极管的阳极连接所述副边绕组的第一端，所述整流二极管的阴极与所述输出电容的一端连接形成所述反激变换器的正输出端，所述输出电容的另一端与所述副边绕组的第二端连接形成所述反激变换器的负输出端，并且，所述原边绕组的第一端和所述副边绕组的第二端互为同名端，所述原边绕组的第二端和所述副边绕组的第一端互为同名端。
与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：
第一，本发明通过在反激变换器的钳位电路中增设钳位二极管、辅助电容和辅钳位管，并用主开关驱动信号、主钳位驱动信号和辅钳位驱动信号该三个驱动信号分别驱动主开关管、主钳位管和辅钳位管，使得反激变换器按照工作时间和非工作时间交替循环的方式间歇工作，在工作时间中，主开关管、主钳位管和辅钳位管处于断续工作模式，且均能够实现零电压开关；并且，在工作时间的第六时段能够回收变压器的漏感能量，以提高反激变换器的效率；
而且，本发明能够利用钳位二极管对变压器进行钳位，以在工作时间的第二时段、第七时段和非工作时间消除反激变换器的振荡；
并且，本发明在反激变换器刚进入工作时间，也即在第一时段，通过主钳位管提前于主开关管开通一次，以提供主开关管实现零电压开关所需的能量；且由于主钳位驱动信号在第一时段由低电平逐渐升高到高电平，使得主钳位管的首次开通过程为逐渐导通，开通速度被减缓，令主钳位管的漏源电压在导通过程中缓慢下降，从而抑制主开关管的漏源电压的上升速度，防止主开关管的漏源电压发生突变，避免了现有技术中主开关管在进入工作阶段时会产生一个很大的电流尖峰的问题，缓解了滤波器对本发明的反激变换器的滤波压力，有利于缩小本发明所需采用的滤波器的体积；
因此，本发明在确保反激变换器中的每一个开关管在全工作过程中均能够实现零电压开关的前提下，提高了反激变换器的效率，降低了反激变换器在工作过程中的振荡，优化了EMI，并能够防止主开关管的漏源电压在反激变换器刚进入工作时间也即第一时段发生突变，避免了现有技术中主开关管在进入工作阶段时会产生一个很大的电流尖峰的问题，缓解了滤波器对本发明的反激变换器的滤波压力。
第二，本发明将工作时间中循环时段的数量N的取值，设置为随负载增大而增大，使得反激变换器的等效工作频率跟随负载同向变化，因此，本发明反激变换器的开关管损耗能够得到降低，提高了轻载效率。
附图说明
下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步的详细说明：
图1为现有有源钳位反激变换器的电路原理图；
图2为图1中主开关管Q1和钳位管Q2的驱动信号Vgs2和Vgs2的波形图；
图3为现有有源钳位反激变换器的工作波形图；
图4为本发明的反激变换器的电路原理图；
图5为本发明中主开关驱动信号Vgs1、主钳位驱动信号Vgs4和辅钳位驱动信号Vgs3的波形图；
图6为本发明的反激变换器的工作波形图。
具体实施方式
下面结合实施例及其附图对本发明进行详细说明，以帮助本领域的技术人员更好的理解本发明的发明构思，但本发明权利要求的保护范围不限于下述实施例，对本领域的技术人员来说，在不脱离本发明之发明构思的前提下，没有做出创造性劳动所获得的所有其他实施例，都属于本发明的保护范围。
实施例一
如图4至图6所示，本发明公开的是一种反激变换器的控制方法，适用于由主功率电路、钳位电路和输出滤波电路组成的反激变换器；所述主功率电路设有变压器和主开关管Q1，所述钳位电路设有钳位电容Cr和主钳位管Q4，所述变压器的原边绕组Lp的第一端作为所述反激变换器的正输入端VIN+，所述原边绕组Lp的第二端、所述主开关管Q1的漏极、所述主钳位管Q4的源极相连接，所述主钳位管Q4的漏极通过所述钳位电容Cr连接所述正输入端VIN+，所述主开关管Q1的源极作为所述反激变换器的负输入端VIN-；所述变压器的副边绕组Ls用于通过所述输出滤波电路向负载Ro输出直流电；
所述钳位电路还设有钳位二极管D2、辅助电容Cs和辅钳位管Q3；所述辅助电容Cs和所述钳位二极管D2并联，所述钳位二极管D2的阳极连接所述正输入端VIN+，所述钳位二极管D2的阴极连接所述辅钳位管Q3的漏极，所述辅钳位管Q3的源极连接所述主开关管Q1的漏极。
优选的：所述输出滤波电路包括整流二极管DSR和输出电容Co，所述整流二极管DSR的阳极连接所述副边绕组Ls的第一端，所述整流二极管DSR的阴极与所述输出电容Co的一端连接形成所述反激变换器的正输出端Vout+，所述输出电容Co的另一端与所述副边绕组Ls的第二端连接形成所述反激变换器的负输出端Vout-，并且，所述原边绕组Lp的第一端和所述副边绕组Ls的第二端互为同名端，所述原边绕组Lp的第二端和所述副边绕组Ls的第一端互为同名端。
优选的：所述钳位电容Cr的容值满足：
Figure BDA0002315259170000071
为所述钳位电容Cr和所述变压器的漏感Lr的谐振周期，Lr和Cr分别为所述漏感Lr的电感量和所述钳位电容Cr的容值，Ton为所述主钳位管Q4的导通时间；
所述辅助电容Cs的容值Cs满足：
Figure BDA0002315259170000081
Nps为所述变压器的原边绕组Lp与副边绕组Ls的匝数比，Vin和Vo为所述反激变换器的输入电压和输出电压，Cds3为所述辅钳位管Q3的寄生电容容值，D1为用于驱动所述主开关管Q1的主开关驱动信号Vgs1的占空比，D2为用于驱动所述主钳位管Q4的主钳位驱动信号Vgs4的占空比，f为恒定的开关频率，Lm为所述变压器的励磁电感Lm的电感量。
所述的控制方法，包括：分别向所述主开关管Q1、主钳位管Q4和辅钳位管Q3的栅极输入主开关驱动信号Vgs1、主钳位驱动信号Vgs4和辅钳位驱动信号Vgs3，以下简称为三个驱动信号；
所述三个驱动信号的时序均由交替循环的工作时间(即t0～t9时刻)和非工作时间(即t9～t10时刻)组成，所述工作时间依次由第一时段(即t0～t1时刻)、第二时段(即t1～t2时刻)、第三时段(即t2～t3时刻)和N个循环时段(即t3～t8时刻)组成，N为大于0的正整数，所述循环时段(即t3～t8时刻)依次由第四时段(即t3～t4时刻)、第五时段(即t4～t5时刻)、第六时段(即t5～t6时刻)、第七时段(即t6～t7时刻)和第八时段(即t7～t8时刻)组成；
各个时段的时长，以及所述主开关驱动信号Vgs1、主钳位驱动信号Vgs4和辅钳位驱动信号Vgs3在各个时段的电平状态如下表一所示：
Figure BDA0002315259170000082
Figure BDA0002315259170000091
其中，T＝1/f＝△T4+△T5+△T6+△T7+△T8，T为恒定的开关周期，其取值根据反激变换器的设计需求设置，△T1、△T3、△T5、△T6、△T8均为恒定值，并满足以下条件：
△T1的取值足够大，使得所述变压器的励磁电感Lm和漏感Lr在所述第一时段内能够储存足够实现所述主开关管Q1零电压开关的能量；
△T2＝T–△T1–(△T3+△T4+△T5)；
△T3的取值足够大，使得所述主开关管Q1的寄生电容Cds1的电压在所述第三时段内能够下降为零；
△T4＝D1*T，
Figure BDA0002315259170000092
Nps为所述变压器的原边绕组Lp与副边绕组Ls的匝数比，Vin和Vo为所述反激变换器的输入电压和输出电压；
△T5的取值足够大，使得所述主开关管Q1的漏源电压在所述第五时段内能够升高到Vin+Vc，当所述主开关管Q1的漏源电压在所述第五时段达到Vin+Vc时，所述主钳位管Q4的体二极管D4导通；
△T6的取值足够大，使得所述变压器的副边电流能够在所述第六时段内降低为零，并且，所述Ton＝△T6；
△T7＝T–(△T3+△T4+△T5+△T6)；
△T8的取值足够大，使得所述主开关管Q1的寄生电容Cds1的电压在所述第八时段内能够下降为零。
参见图4至图6，本发明应用上述控制方法的反激变换器的工作过程如下：
一、在所述工作时间的第一时段，即t0～t1时刻：
按照上述表格所示三个驱动信号的电平状态，主开关管Q1关断，主钳位管Q4和辅钳位管Q3导通。在此时段，钳位电容Cr与所述变压器的励磁电感Lm、漏感Lr谐振，钳位电容Cr放电，将部分能量传递至所述变压器的励磁电感Lm、漏感Lr中，以提供主开关管Q1实现零电压开关(ZVS)的能量，而由于第一时段的时长△T1取值足够大，使得所述变压器的励磁电感Lm和漏感Lr在所述第一时段内能够储存足够实现所述主开关管Q1零电压开关的能量，以为所述主开关管Q1实现零电压开关提供前置条件。
而且，由于钳位电容Cr具有较大容值，即满足
Figure BDA0002315259170000101
而主开关管Q1的寄生电容Cds1较小(一般小于50pF)，这使得钳位电容Cr两端的电压变化极小，主开关管Q1已能获得实现零电压开关所需的能量，因此，反激变换器在第一时段不会产生明显振荡。
并且，在第一时段，由于主钳位驱动信号Vgs4由低电平逐渐升高到高电平，在此逐渐升高的电压驱动下，所述主钳位管Q4逐渐导通，导通电阻缓慢减小，使主钳位管Q4在导通过程中，主钳位管Q4的漏源电压缓慢下降，从而使主开关管Q1的漏源电压Vds缓慢上升，防止主开关管Q1的漏源电压Vds发生突变，避免了现有技术中主开关管Q1在进入工作阶段时会产生一个很大的电流尖峰的问题。
其中，t0为所述工作时间的开始时刻。
二、在所述工作时间的第二时段，即t1～t2时刻：
按照上述表格所示三个驱动信号的电平状态，主开关管Q1、主钳位管Q4关断，辅钳位管Q3导通。在此时段，励磁电感Lm、漏感Lr、所述主开关管Q1的寄生电容Cds1、辅助电容Cs谐振，寄生电容Cds1和辅助电容Cs放电；当辅助电容Cs的电压下降至-0.7V时，钳位二极管D2导通，此时，变压器被钳位二极管D2钳位，谐振停止；励磁电感Lm、漏感Lr通过钳位二极管D2续流，直至辅钳位管Q3在下述第三时段关断时，停止续流。
三、在所述工作时间的第三时段，即t2～t3时刻：
按照上述表格所示三个驱动信号的电平状态，主开关管Q1、主钳位管Q4及辅钳位管Q3关断。在此时段，反激变换器进入死区阶段二，主开关管Q1的寄生电容Cds1放电；而由于第三时段的时长△T3取值足够大，使得所述主开关管Q1的寄生电容Cds1的电压在第三时段内能够下降为零，以为所述主开关管Q1实现零电压开关提供前置条件。
四、在所述工作时间的第四时段，即t3～t4时刻：
按照上述表格所示三个驱动信号的电平状态，主开关管Q1导通，主钳位管Q4及辅钳位管Q3关断，而且，由于上述第一时段至第三时段提供的前置条件(从第二个所述循环时段开始，则是由于第七、八、三时段提供的前置条件)，主开关管Q1实现了零电压开关；在此时段，所述输出滤波电路的整流二极管DSR截止，所述变压器正向激磁。
其中，t3时刻为第一个所述循环时段的开始时刻。
五、在所述工作时间的第五时段，即t4～t5时刻：
按照上述表格所示三个驱动信号的电平状态，主开关管Q1、主钳位管Q4及辅钳位管Q3关断。在此时段，反激变换器进入死区阶段一；励磁电感Lm和漏感Lr对主开关管Q1的寄生电容Cds1充电；而由于第五时段的时长△T5取值足够大，使得所述主开关管Q1的漏源电压Vds在所述第五时段内能够升高到Vin+Vc，从而，在所述主开关管Q1的漏源电压Vds升高到所述反激变换器的输入电压Vin时，辅钳位管Q3的体二极管D3导通，辅钳位管Q3的漏源电压下降至0；在所述主开关管Q1的漏源电压Vds升高到Vin+Vc时，主钳位管Q4的体二极管D4导通，主钳位管Q4的漏源电压下降至0；此时，励磁电感Lm、漏感Lr通过辅钳位管Q3的体二极管D3和主钳位管Q4的体二极管D4对钳位电容Cr和辅助电容Cs进行充电，以为主钳位管Q4和辅钳位管Q3在下述第六时段实现零电压开关提供前置条件。
六、在所述工作时间的第六时段，即t5～t6时刻：
按照上述表格所示三个驱动信号的电平状态，主开关管Q1关断，主钳位管Q4及辅钳位管Q3导通，而且，由于上述第五时段提供的前置条件，以及辅助电容Cs的容值较小，即满足
Figure BDA0002315259170000111
主钳位管Q4和辅钳位管Q3实现了零电压开关；在此时段，所述输出滤波电路的整流二极管DSR导通，所述变压器将能量传递到反激变换器的输出侧；励磁电感Lm的电压被反激变换器的输出电压Vo钳位在-Nps*Vo，同时，钳位电容Cr和漏感Lr发生振荡，谐振周期为
Figure BDA0002315259170000112
钳位电容Cr回收漏感能量，并在谐振过程将回收的漏感能量传递至副边；而且，第六时段的时长△T6取值足够大，使得所述变压器的副边电流能够在所述第六时段内降低为零。
七、在所述工作时间的第七时段，即t6～t7时刻：
按照上述表格所示三个驱动信号的电平状态，主开关管Q1、主钳位管Q4关断，辅钳位管Q3导通。在此时段，由于在t6时刻所述变压器的副边电流已下降为零，使变压器失去钳位作用，励磁电感Lm、漏感Lr、主开关管Q1的寄生电容Cds1、辅助电容Cs谐振，寄生电容Cds1和辅助电容Cs放电，且由于辅助电容Cs的容值较小，即满足
Figure BDA0002315259170000121
保证了主钳位管Q4关断后，辅助电容Cs能够很快的把能量释放完；从而，当辅助电容Cs的电压下降至-0.7V时，钳位二极管D2导通，此时，变压器被钳位二极管D2钳位，谐振停止；励磁电感Lm、漏感Lr通过钳位二极管D2续流，直至辅钳位管Q3在下述第八时段关断时，续流停止。
八、在所述工作时间的第八时段，即t7～t8时刻：
按照上述表格所示三个驱动信号的电平状态，主开关管Q1、主钳位管Q4及辅钳位管Q3关断。在此时段，反激变换器进入死区阶段二，主开关管Q1的寄生电容Cds1放电；而由于第八时段的时长△T8取值足够大，使得所述主开关管Q1的寄生电容Cds1的电压在第八时段内能够下降为零，以为所述主开关管Q1在下一个循环时段的第四时段实现零电压开关提供前置条件。
其中，t8时刻为所述工作时间的第一个循环时段的结束时刻。
九、在t8～t9时刻：
依次进行第二个所述循环时段至第N个所述循环时段，每一个所述循环时段的工作过程均与上述第四至八点，即t3～t8所述工作过程相同，直至达到第N个所述循环时段的结束时刻，也即t9时刻，所述工作时间结束。
十、在所述非工作时间，即t9～t10时刻：
按照上述表格所示三个驱动信号的电平状态，主开关管Q1、主钳位管Q4关断，辅钳位管Q3导通。在此时段，反激变换器进入非工作阶段，钳位二极管D2对变压器钳位，消除励磁电感Lm、漏感Lr与反激变换器中寄生电容的谐振；励磁电感Lm、漏感Lr通过钳位二极管D2续流，直至励磁电感Lm、漏感Lr的能量全部消耗完。在该非工作阶段，反激变换器输出侧的能量通过输出电容Co维持。
十一、在所述非工作时间结束时，重新进入所述工作时间的第一时段，所述反激变换器按照上述第一至十点，即t0～t10的顺序循环工作。
由上述工作过程可知，本发明通过在反激变换器的钳位电路中增设钳位二极管D2、辅助电容Cs和辅钳位管Q3，并用主开关驱动信号Vgs1、主钳位驱动信号Vgs4和辅钳位驱动信号Vgs3该三个驱动信号分别驱动主开关管Q1、主钳位管Q4和辅钳位管Q3，使得反激变换器按照工作时间和非工作时间交替循环的方式间歇工作，在工作时间中，主开关管Q1、主钳位管Q4和辅钳位管Q3处于断续工作模式，且均能够实现零电压开关；并且，在工作时间的第六时段能够回收变压器的漏感能量，以提高反激变换器的效率；
而且，本发明能够利用钳位二极管D2对变压器进行钳位，以在工作时间的第二时段、第七时段和非工作时间消除反激变换器的振荡；
并且，本发明在反激变换器刚进入工作时间，也即在第一时段，通过主钳位管Q4提前于主开关管Q1开通一次，以提供主开关管Q1实现零电压开关所需的能量；且由于主钳位驱动信号Vgs4在第一时段由低电平逐渐升高到高电平，使得主钳位管Q4的首次开通过程为逐渐导通，开通速度被减缓，令主钳位管Q4的漏源电压在导通过程中缓慢下降，从而抑制主开关管Q1的漏源电压Vds的上升速度，防止主开关管Q1的漏源电压Vds发生突变，避免了现有技术中主开关管Q1在进入工作阶段时会产生一个很大的电流尖峰的问题，缓解了滤波器对本发明的反激变换器的滤波压力，有利于缩小本发明所需采用的滤波器的体积；
因此，本发明在确保反激变换器中的每一个开关管在全工作过程中均能够实现零电压开关的前提下，提高了反激变换器的效率，降低了反激变换器在工作过程中的振荡，优化了EMI，并能够防止主开关管Q1的漏源电压Vds在反激变换器刚进入工作时间也即第一时段发生突变，避免了现有技术中主开关管Q1在进入工作阶段时会产生一个很大的电流尖峰的问题，缓解了滤波器对本发明的反激变换器的滤波压力。
实施例二
在上述实施例一的基础上，本实施例二还采用了以下优选的实施方式：
所述主钳位驱动信号Vgs4在所述第一时段的电平状态为：按照直线上升方式变化，由低电平逐渐升高到高电平，也即：所述主钳位驱动信号Vgs4在所述第一时段为一个三角波。
另外，所述主钳位驱动信号Vgs4在所述第一时段的电平状态，除了按照直线上升方式变化，也可以按照弧形上升等其他变化曲线，只要能够实现由低电平逐渐升高到高电平即可。
实施例三
在上述实施例一或实施例二的基础上，本实施例三还采用了以下优选的实施方式：
所述△T1、△T3、△T5、△T6、△T8均取最小值，也即：
在所述第一时段的结束时刻即t1时刻，所述变压器的励磁电感Lm和漏感Lr储存到实现所述主开关管Q1零电压开关所需的最低能量；
在所述第三时段的结束时刻即t3时刻，所述主开关管Q1的寄生电容Cds1的电压下降为零；
在所述第五时段的结束时刻即t5时刻，所述主开关管Q1的漏源电压升高到Vin+Vc；
在所述第六时段的结束时刻即t6时刻，所述变压器的副边电流降低为零；
在所述第八时段的结束时刻即t8时刻，所述主开关管Q1的寄生电容Cds1的电压下降为零。
需要说明的是，只要符合上文对反激变换器及其控制方法的限定，所述△T1、△T3、△T5、△T6的取值也可以大于所述最小值。
实施例四
在上述实施例一至实施例三任意一个实施例的基础上，本实施例四还采用了以下优选的实施方式：
所述工作时间和非工作时间的时长之和为恒定值T’，其取值根据反激变换器的设计需求设置。
优选的：所述工作时间中循环时段的数量N的取值，随所述负载Ro增大而增大，并且，△T0＝T’–(△T3+△T4+△T5+△T6)。
从而，当所述负载Ro越轻，则所述工作时间的时长越短、非工作时间的时长△T0越长，反之，当所述负载Ro越重，则所述工作时间的时长越长、非工作时间的时长△T0越短，相当于反激变换器的等效工作频率跟随负载Ro同向变化，因此，本发明反激变换器的开关管损耗能够得到降低，提高了轻载效率。
另外，针对图1所示的现有有源钳位反激变换器，采用上述主钳位驱动信号Vgs4在所述第一时段的波形(即：由低电平逐渐升高到高电平，且优选为线性上升的三角波)，在反激变换器刚进入工作时间，驱动钳位管Q2提前于主开关管Q1开通一次，同样能够使得钳位管Q2的首次开通过程为逐渐导通，开通速度被减缓，令钳位管Q2的漏源电压在导通过程中缓慢下降，从而抑制主开关管Q1的漏源电压的上升速度，防止主开关管Q1的漏源电压发生突变，避免了主开关管Q1在进入工作阶段时会产生一个很大的电流尖峰的问题，以缓解了滤波器对有源钳位反激变换器的滤波压力。
本发明不局限于上述具体实施方式，根据上述内容，按照本领域的普通技术知识和惯用手段，在不脱离本发明上述基本技术思想前提下，本发明还可以做出其它多种形式的等效修改、替换或变更，均落在本发明的保护范围之中。

Claims (7)

1.一种反激变换器的控制方法，适用于由主功率电路、钳位电路和输出滤波电路组成的反激变换器；所述主功率电路设有变压器和主开关管(Q1)，所述钳位电路设有钳位电容(Cr)和主钳位管(Q4)，所述变压器的原边绕组(Lp)的第一端作为所述反激变换器的正输入端(VIN+)，所述原边绕组(Lp)的第二端、所述主开关管(Q1)的漏极、所述主钳位管(Q4)的源极相连接，所述主钳位管(Q4)的漏极通过所述钳位电容(Cr)连接所述正输入端(VIN+)，所述主开关管(Q1)的源极作为所述反激变换器的负输入端(VIN-)；所述变压器的副边绕组(Ls)用于通过所述输出滤波电路向负载(Ro)输出直流电；
其特征在于：
所述钳位电路还设有钳位二极管(D2)、辅助电容(Cs)和辅钳位管(Q3)；所述辅助电容(Cs)和所述钳位二极管(D2)并联，所述钳位二极管(D2)的阳极连接所述正输入端(VIN+)，所述钳位二极管(D2)的阴极连接所述辅钳位管(Q3)的漏极，所述辅钳位管(Q3)的源极连接所述主开关管(Q1)的漏极；
所述的控制方法，包括：分别向所述主开关管(Q1)、主钳位管(Q4)和辅钳位管(Q3)的栅极输入主开关驱动信号(Vgs1)、主钳位驱动信号(Vgs4)和辅钳位驱动信号(Vgs3)，以下简称为三个驱动信号；
所述三个驱动信号的时序均由交替循环的工作时间和非工作时间组成，所述工作时间依次由第一时段、第二时段、第三时段和N个循环时段组成，N为大于0的正整数，所述循环时段依次由第四时段、第五时段、第六时段、第七时段和第八时段组成；
各个时段的时长，以及所述主开关驱动信号(Vgs1)、主钳位驱动信号(Vgs4)和辅钳位驱动信号(Vgs3)在各个时段的电平状态如下表一所示：
Figure FDA0002783799420000011
Figure FDA0002783799420000021
其中，T＝1/f＝△T4+△T5+△T6+△T7+△T8，T为恒定的开关周期，△T1、△T3、△T5、△T6、△T8均为恒定值，并满足以下条件：
△T1的取值足够大，使得所述变压器的励磁电感(Lm)和漏感(Lr)在所述第一时段内能够储存足够实现所述主开关管(Q1)零电压开关的能量；
△T2＝T–△T1–(△T3+△T4+△T5)；
△T3的取值足够大，使得所述主开关管(Q1)的寄生电容(Cds1)的电压在所述第三时段内能够下降为零；
△T4＝D1*T，
Figure FDA0002783799420000022
Nps为所述变压器的原边绕组(Lp)与副边绕组(Ls)的匝数比，Vin和Vo为所述反激变换器的输入电压和输出电压；D1为用于驱动所述主开关管(Q1)的主开关驱动信号(Vgs1)的占空比，D2为用于驱动所述主钳位管(Q4)的主钳位驱动信号(Vgs4)的占空比；
△T5的取值足够大，使得所述主开关管(Q1)的漏源电压在所述第五时段内能够升高到Vin+Vc，当所述主开关管(Q1)的漏源电压在所述第五时段达到Vin+Vc时，所述主钳位管(Q4)的体二极管(D4)导通；Vc为所述钳位电容(Cr)两端的电压；
△T6的取值足够大，使得所述变压器的副边电流能够在所述第六时段内降低为零；
△T7＝T–(△T3+△T4+△T5+△T6)；
△T8的取值足够大，使得所述主开关管(Q1)的寄生电容(Cds1)的电压在所述第八时段内能够下降为零。
2.根据权利要求1所述反激变换器的控制方法，其特征在于：所述钳位电容(Cr)的容值满足：
Figure FDA0002783799420000023
Figure FDA0002783799420000024
为所述钳位电容(Cr)和所述变压器的漏感(Lr)的谐振周期，Lr和Cr分别为所述漏感(Lr)的电感量和所述钳位电容(Cr)的容值，Ton为所述主钳位管(Q4)的导通时间，并且，Ton＝△T6；
所述辅助电容(Cs)的容值Cs满足：
Figure FDA0002783799420000031
Nps为所述变压器的原边绕组(Lp)与副边绕组(Ls)的匝数比，Vin和Vo为所述反激变换器的输入电压和输出电压，Cds3为所述辅钳位管(Q3)的寄生电容容值，D1为用于驱动所述主开关管(Q1)的主开关驱动信号(Vgs1)的占空比，D2为用于驱动所述主钳位管(Q4)的主钳位驱动信号(Vgs4)的占空比，f为恒定的开关频率，Lm为所述变压器的励磁电感(Lm)的电感量。
3.根据权利要求1或2所述反激变换器的控制方法，其特征在于：所述主钳位驱动信号(Vgs4)在所述第一时段的电平状态为：按照直线上升方式变化，由低电平逐渐升高到高电平。
4.根据权利要求1或2所述反激变换器的控制方法，其特征在于：所述△T1、△T3、△T5、△T6、△T8均取最小值，也即：
在所述第一时段的结束时刻，所述变压器的励磁电感(Lm)和漏感(Lr)储存到实现所述主开关管(Q1)零电压开关所需的最低能量；
在所述第三时段的结束时刻，所述主开关管(Q1)的寄生电容(Cds1)的电压下降为零；
在所述第五时段的结束时刻，所述主开关管(Q1)的漏源电压升高到Vin+Vc；
在所述第六时段的结束时刻，所述变压器的副边电流降低为零；
在所述第八时段的结束时刻，所述主开关管(Q1)的寄生电容(Cds1)的电压下降为零。
5.根据权利要求1或2所述反激变换器的控制方法，其特征在于：所述工作时间和非工作时间的时长之和为恒定值T’。
6.根据权利要求5所述反激变换器的控制方法，其特征在于：所述工作时间中循环时段的数量N的取值，随所述负载(Ro)增大而增大，并且，△T0＝T’–(△T3+△T4+△T5+△T6)。
7.根据权利要求1或2所述反激变换器的控制方法，其特征在于：所述输出滤波电路包括整流二极管(DSR)和输出电容(Co)，所述整流二极管(DSR)的阳极连接所述副边绕组(Ls)的第一端，所述整流二极管(DSR)的阴极与所述输出电容(Co)的一端连接形成所述反激变换器的正输出端(Vout+)，所述输出电容(Co)的另一端与所述副边绕组(Ls)的第二端连接形成所述反激变换器的负输出端(Vout-)，并且，所述原边绕组(Lp)的第一端和所述副边绕组(Ls)的第二端互为同名端，所述原边绕组(Lp)的第二端和所述副边绕组(Ls)的第一端互为同名端。
CN201911274808.8A 2019-08-26 2019-12-12 一种反激变换器的控制方法 Active CN111064367B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201910790876 2019-08-26
CN2019107908763 2019-08-26

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN111064367A CN111064367A (zh) 2020-04-24
CN111064367B true CN111064367B (zh) 2021-02-23

Family

ID=70298850

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201911274808.8A Active CN111064367B (zh) 2019-08-26 2019-12-12 一种反激变换器的控制方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN111064367B (zh)

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104022655A (zh) * 2014-06-24 2014-09-03 上海大学 一种基于反激变换器漏感能量利用的无电解电容led驱动电源

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2926446A4 (en) * 2012-11-28 2016-08-31 Guangdong Rui Ding Electrical Technology Ltd SINGLE-FLOOR SINGLE-STAGE ISOLATED CUT POWER AMPLIFIER
US9077254B2 (en) * 2013-07-12 2015-07-07 Solantro Semiconductor Corp. Switching mode power supply using pulse mode active clamping
CN105871219B (zh) * 2016-05-17 2018-11-27 国网江西省电力科学研究院 一种辅助管电压箝位型软开关推挽直流变换器
CN107453610B (zh) * 2017-07-31 2020-01-24 西安矽力杰半导体技术有限公司 反激式变换器及其有源箝位控制电路和有源箝位控制方法
TWI635697B (zh) * 2017-08-01 2018-09-11 崑山科技大學 隔離型零電壓切換高升壓ｄｃ－ｄｃ轉換器
CN109391129B (zh) * 2018-09-25 2021-09-17 安克创新科技股份有限公司 有源箝位变换系统
CN109546849A (zh) * 2019-01-10 2019-03-29 北京新雷能科技股份有限公司 反激变换器有源钳位电路

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104022655A (zh) * 2014-06-24 2014-09-03 上海大学 一种基于反激变换器漏感能量利用的无电解电容led驱动电源

Also Published As

Publication number Publication date
CN111064367A (zh) 2020-04-24

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN110224612B (zh) 不对称半桥变换器及控制方法
US9614447B2 (en) Control circuits and methods for active-clamp flyback power converters
Duarte et al. A family of ZVS-PWM active-clamping DC-to-DC converters: synthesis, analysis, and experimentation
Yoshida et al. Zero voltage switching approach for flyback converter
CN112332674A (zh) 一种llc谐振变换器及宽增益控制方法
CN110707931A (zh) 一种llc谐振变换器及控制方法
CN111555626B (zh) 一种有源钳位反激变换器的控制方法及其系统
CN111030462B (zh) 一种有源钳位反激变换器及控制方法
CN102948057A (zh) 两级共振转换器
CN112087147A (zh) 一种变换器宽增益控制方法及其应用
CN111181408A (zh) 一种基于混合整流结构的谐振变换器及控制方法
CN110460239B (zh) 一种有源钳位反激变换器
CN114337344B (zh) 一种基于自适应混合整流多开关谐振llc变换器的控制方法
CN113659820A (zh) 一种llc谐振变换器的软启动控制方法
CN115347797A (zh) 一种双向串联谐振型dc-dc变换器的pwm调制方法
CN114640255A (zh) 一种串联谐振变换器及其控制方法
CN112087138B (zh) 一种多模态软开关变换器及其控制方法
CN111064367B (zh) 一种反激变换器的控制方法
CN113131745A (zh) 一种反激电源的控制方法及控制电路
CN111030461B (zh) 一种反激变换器及其控制方法
Mao et al. A new duty-cycle-shifted PWM control scheme for half-bridge DC-DC converters to achieve zero-voltage-switching
CN113131748B (zh) 一种反激变换器的控制方法及控制装置
CN112366944B (zh) 一种采用脉宽调制控制的软开关谐振boost变换器
Zhao et al. A novel ZVS PWM interleaved flyback converter
Barbi et al. A forward pulse-width modulated quasi-resonant converter: Analysis, design and experimental results

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant