CN113659820A - 一种llc谐振变换器的软启动控制方法 - Google Patents

一种llc谐振变换器的软启动控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种LLC谐振变换器的软启动控制方法，应用于由逆变电路、LLC谐振腔、变压器和副边整流网络组成的LLC谐振变换器。该控制方法在软启动时优先以第一设定频率、占空比由小逐渐变大软启动，实现了软启动过程中变换器增益的平滑上升；并且软启动时钳位管驱动先于逆变电路中开关管驱动发出，实现了软启动过程中逆变电路开关管的全程ZVS，解决了软启动时由于硬开关导致的逆变电路开关管电压应力上升问题。本发明提出的控制方法具有更高的实用性与可靠性，控制方法灵活性强，能够实现单模态和多模态的软启动控制。

Description

一种LLC谐振变换器的软启动控制方法
技术领域
本发明涉及开关变换器技术领域，具体涉及一种LLC谐振变换器的软启动控制方法。
背景技术
谐振变换器相对硬开关PWM调制变换器，具有开关频率高、开关损耗小、效率高、重量轻、体积小、电磁干扰噪声小、开关应力小等优点。而LLC谐振变换器具有原边开关管易实现全电压/负载范围内的ZVS(Zero Voltage Switch，零电压开关)，副边二极管易实现ZCS(Zero Current Switch，零电流开关)的特点，因此占据了电源行业的重要地位。
一般应用条件下，LLC谐振变换器副边往往会并联较大的滤波电容。在LLC谐振变换器初始状态时，该电容上电压为0V(启动时相当于短路状态)，变换器启动时需要对其进行充电，从而产生很大的冲击电流和电压，对于常规变频控制的LLC谐振变换器，占空比为0.5，开机时谐振腔电流会出现一个很大的直流分量，更容易引起冲击电流和电压过大的问题。针对上述问题，现有LLC谐振变换器软启动方案主要有：
1、高频软启动：在启动时，设计LLC谐振变换器PWM占空比为0.5，为了避免谐振腔电流的直流分量过大问题，设计启动时频率远高于正常工作时的频率，然后逐渐降低频率过渡到稳定工作时的频率，使得变换器进入闭环稳定工作状态。
2、定频占空比渐增软启动：在软启动时，设计LLC谐振变换器工作频率为正常工作时的最大频率，PWM占空比由小变大逐渐增加至0.5，然后进入LLC谐振变换器闭环控制，闭环调节至LLC谐振变换器稳定工作时所需要的频率，从而使得LLC谐振变换器进入闭环稳定工作状态。
3、高频占空比渐增软启动：结合上述方案1和方案2，在软启动时，设计开机频率高于正常工作时的频率，逐渐降低至稳定工作时的频率，且占空比由小变大逐渐增加至0.5，从而变换器进入闭环稳定工作的状态。
上述3种现有软启动技术方案较常用的LLC谐振变换器的电路原理图如图1所示，包括逆变电路101、LLC谐振腔102、变压器103和副边整流网络104。图中VIN为LLC谐振变换器的输入电源，Rload为LLC谐振变换器的输出负载。
其中的逆变电路101包括由开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4组成的全桥逆变电路；LLC谐振腔102包括谐振电感Lr、励磁电感Lm和谐振电容Cr；变压器303包括由原边绕组P1、副边绕组S1和S2组成的变压器TX1；整流网络304包括同步整流管SR1和SR2构成的全波整流电路，以及输出滤波电容Cout。
开关管S1的漏极和开关管S3的漏极连接在一起，作为LLC谐振变换器的输入正端，用于连接输入电源Vin的正端，开关管S1的源极连于开关管S2的漏极和谐振电容Cr的一端，谐振电容Cr的另一端连于谐振电感Lr的一端，谐振电感Lr的另一端连于励磁电感Lm的一端和变压器TX1原边绕组P1的一端，变压器TX1原边绕组P1的另一端连于励磁电感Lm的另一端、开关管S3的源极和开关管S4的漏极，开关管S4的源极和开关管S2的源极连接在一起，作为LLC谐振变换器的输入负端，用于连接输入电源Vin的负极；变压器TX1的副边绕组S1的一端连于副边同步整流管SR2的漏极，同步整流管SR2的源极、同步整流管SR1的源极和输出滤波电容Cout的一端连接在一起，作为LLC谐振变换器的输出负端，用于连接输出负载Ro的负极，变压器T的副边绕组S1的另一端、变压器T的副边绕组S2的一端和输出滤波电容Co的另一端连接在一起，作为LLC谐振变换器的输出正端，用于连接输出负载Ro的正极，变压器TX1的副边绕组S2的另一端连于副边同步整流管SR1的漏极。变压器TX1原边绕组P1与副边绕组S1和S2的一端互为同名端，变压器原边绕组P1与副边绕组S1和S2的另一端互为同名端。开关管S1、开关管S4的驱动波形一致，与SR1的驱动波形呈对应关系，即开关管S1和开关管S4开通时，副边通过SR1向输出传递能量；开关管S2、开关管S3的驱动波形一致，与SR2的驱动波形呈对应关系，即开关管S2和开关管S3开通时，副边通过SR2向输出传递能量。
对本领域的技术人员而言，图1所示电路还包括但不限于如下变形：
(1)将逆变电路101替换成两个开关管组成的半桥拓扑结构；
(2)将副边整流网络104替换成四个开关管或二极管组成的桥式整流结构；
(3)交换谐振电容Cr和谐振电感Lr的位置。
以上3种方案都有一定的缺点，分析如下：
方案1：软启动时LLC谐振变换器工作在开环饱和状态，占空比为0.5，输出电压建立非常快，若仅依靠频率来实现软启动，则该频率需要从一个远高于LLC谐振变换器稳定工作的频率缓慢降低，过高的工作频率往往对谐振变换器有较大的影响(变压器的寄生参数更为明显)，且驱动控制电路调频范围也有一定限制；
方案2和方案3：初始PWM脉宽设计较小时，会导致原边开关管无法实现ZVS，增加了LLC谐振变换器的开关损耗，更严重的是，在LLC谐振变换器高压开机时，由于硬开关会导致开关管的电压应力过高。
下面结合图2所示现有定频占空比渐增软启动技术方案主要波形时序图来详细描述，其中的Vgs1/4为开关管S1、开关管S4的驱动波形；Vgs2/3为开关管S2、开关管S3的驱动波形；iLr为LLC谐振腔中流过谐振电感Lr的电流；iLm为变压器中流过激磁电感Lm的激磁电流；VDS1/4为开关管S1、开关管S4的漏源极电压波形。
在软启动过程中占空比较小时，开关管S1和S4导通，正VIN加在LLC谐振腔上，谐振电感电流iLr增加，S1和S4关断后，谐振电感Lr、谐振电容Cr，逆变电路中开关管的寄生电容发生谐振，谐振电感电流iLr谐振周期远小于开关周期，开关管S2和S3开通前负向电流很小甚至为正，导致开关管S2和S3无法实现ZVS，损耗上升。由于开关管S2和S3存在硬开关，即开通的瞬间开关管S2和S3的寄生电容COSS通过开关管漏源极瞬间放电，产生很大的电流，由于实际产品中的PCB走线电感的存在，走线电感与开关管S1和S4的寄生电容COSS发生谐振，导致开关管S1和S4的电压无法被输入电源VIN给钳位住，开关管S1和S4的漏源极电压波形VDS1和VDS4在开关管S2开通瞬间出现很大尖峰从而导致开关管应力过高。同理开关管S1和S4也无法实现ZVS，导致了开关管S2和S3在开关管S1开头瞬间出现了很大的漏源极电压尖峰。
中国申请号为201910840309.4、201911006674.1、201910859317.3、CN201910840399.7和202011174959.9的专利申请文件各公开了一种LLC谐振变换器的宽增益控制方法，或包含其谐振变换器，但这些专利申请仅对宽增益实现方法以及稳态控制方法进行了的描述，并不涉及软启动时的控制方法，且在实际应用中PFM变频模态工作时的方案同样存在开机时占空比为0.5导致的谐振腔电流直流分量大的问题。
发明内容
有鉴于此，本申请要解决的技术问题是提出一种LLC谐振变换器的软启动控制方法，使得LLC谐振变换器无论是工作于PFM模态还是PWM模态，在软启动时，不但能改善原边开关管ZVS性能，还能解决LLC谐振变换器开机时冲击电流过大的问题。
为解决上述技术问题，本发明采用的技术方案如下：
一种LLC谐振变换器的软启动控制方法，所述的LLC谐振变换器的原边电路包括逆变电路、LLC谐振腔和变压器的原边绕组，所述的逆变电路至少包括由两只开关管组成的桥式电路，所述的LLC谐振腔至少包括谐振电感、励磁电感、谐振电容和钳位支路；所述的逆变电路中的开关管分为两组，交替导通所述的原边电路；所述的钳位支路至少包含两个串联连接的开关管
其特征在于,所述的控制方法为：
LLC谐振变换器以第一设定频率开机；
LLC谐振变换器在软启动过程中，所述的逆变电路中的交替导通的开关管占空比由小逐渐增大，并在首先导通的开关管第一次导通后，控制所述的钳位支路导通，使得所述的谐振电感中的电流被钳位，从而实现软启动过程中所述的逆变电路中的开关管零电压开通。
优选地，所述的第一设定频率为LLC谐振变换器正常工作时的最高频率。
进一步地，控制所述的钳位支路导通的方法为：所述的钳位支路中的开两个关管之一与所述的逆变电路中的两组开关管之一的驱动互补，所述的钳位支路中的开两个关管之二与所述的逆变电路中的两组开关管之二的驱动互补。
进一步地，所述的钳位支路中的开两个关管之一与所述的逆变电路中的两组开关管之一的驱动存在死区时间；所述的钳位支路中的开两个关管之二与所述的逆变电路中的两组开关管之二的驱动存在死区时间。
进一步地，LLC谐振变换器按如下两种情况结束启动：
情况一，如占空比达到设定占空比之前，输出已经建立，则在输出电压建立时结束启动；
情况二，如占空比达到设定占空比时输出还未建立，则占空比在达到设定占空比后保持不变，所述的LLC谐振变换器的工作频率逐渐减小直至输出建立后才结束启动。
优选地，所述的设定占空比为0.5。
进一步地，对于所述的情况二，所述的钳位支路在所述的LLC谐振变换器的工作频率为第二设定频率、占空比为设定占空比时关断后不再导通。
优选地，所述的第二设定频率为所述的谐振变换器的谐振频率。
本申请的波形时序将结合具体的实施例进行详细分析，相比于现有技术，本发明具有如下有益效果：
1、本发明提出的软启动控制方法，LLC谐振变换器稳态时无论是工作在PFM模态或PWM模态，软启动时，均以正常工作时的最高频率开机，占空比由小逐渐增大，实现了LLC谐振变换器的增益平滑上升，解决了传统LLC谐振变换器开机时冲击电流过大的问题；
2、本发明提出的软启动控制方法，LLC谐振变换器在开机占空比较小时，通过LLC谐振腔中的钳位支路实现谐振电感电流钳位，实现了软启动过程中的全程ZVS，减小开机损耗的同时也提升了LLC谐振变换器的可靠性；
3、本发明提出的软启动控制方法，通过钳位原边谐振电感电流，实现了软启动过程中原边逆变电路的ZVS，避免了由于硬开关导致的PCB走线电感与开关管寄生电容发生谐振从而导致的开关管电压超应力问题，极大地降低了软启动方案对元器件选型的限制，同时也提升了LLC谐振变换器的可靠性；
4、本发明提出的软启动控制方法，能适用于不同的LLC谐振变换器，只需调节软启动过程中的占空比和频率变化速率即可实现LLC谐振变换器平滑可靠的软启动控制。
附图说明
图1为现有软启动技术方案较常用的LLC谐振变换器的电路原理图；
图2为现有定频占空比渐增软启动技术方案软启动时的主要波形时序图；
图3为本发明较佳实施例的LLC谐振变换器的电路原理图；
图4为本发明较佳实施例的LLC谐振变换器PWM模态软启动的主要波形时序图；
图5为本发明较佳实施例的LLC谐振变换器PFM模态软启动的主要波形时序图。
具体实施方式
本申请的发明构思为LLC谐振变换器在软启动时优先以第一设定频率、占空比由小逐渐变大软启动，实现了软启动过程中变换器增益的平滑上升；并且软启动时钳位管驱动先于逆变电路中开关管驱动发出，实现了软启动过程中逆变电路开关管的全程ZVS，解决了软启动时由于硬开关导致的逆变电路开关管电压应力上升问题。本发明提出的控制方法具有更高的实用性与可靠性，控制方法灵活性强，能够实现单模态和多模态的软启动控制。
为使得本发明技术方案更加清晰，以下结合附图对本发明实施例进行清楚、完整的描述。显然，所描述的实施例是本发明的部分实施例，本领域普通技术人员在没有付出创造性劳动，对本发明做出其它多种形式的修改、替换或变更，仍属于本发明的保护范围。
图3为本发明较佳实施例的LLC谐振变换器电路原理图，与图1不同之处在于：在LLC谐振腔102增设有由开关管S5、开关管S6构成的钳位支路。开关管S5的漏极连接谐振电容Cr的另一端和谐振电感Lr一端的连接点，开关管S5的源极连接开关管S6的源极，开关管S6的漏极连接变压器TX1原边绕组P1另一端、励磁电感Lm另一端、开关管S3源极和开关管S4漏极的连接点。开关管S1/S4的驱动波形与开关管S5的驱动波形互补，开关管S2/S3的驱动波形一致与开关管S6的驱动互补波形。
需要说明的是，钳位支路中的开关管需要增设两个的原因在于加在谐振电感和变压器原边两端的电压既有可能是正值，也有可能是负值，由于开关管的漏源极寄生二极管存在，想要控制钳位支路关断，至少需要两个开关管将其源极连接在一起才能实现。
本发明的LLC谐振变换器稳态工作时既可以工作于PWM模态，也可以工作于PFM模态，本发明的LLC谐振变换器稳态工作时的具体控制方法与传统方法相同，如下：
在输入电压为低压段，使LLC谐振变换器工作在变频PFM模态，此时开关管S5和开关管S6持续关断，通过调节开关管S1至开关管S4的开关频率大小，以实现对输出电压Vout的控制；
在输入电压为高压段，使LLC谐振变换器工作在定频PWM模态，此时开关管S1至开关管S6的开关频率固定且相等，开关管S1和开关管S5互补导通，开关管S2和开关管S6互补导通，通过调节开关管S1的占空比大小实现对输出电压Vout的控制。
本发明的LLC谐振变换器稳态工作时无论采用哪种模态，其软启动控制方法在开机时都是先以PWM模态软启动，PWM模态软启动的频率为第一设定频率，由于该频率与增益成反比，故第一设定频率越大越好，但最大频率在产品中往往受驱动和控制芯片限制，优选为LLC谐振变换器稳态工作时的最大工作频率，在PWM模态软启动过程中，占空比会渐增，如果占空比增加至设定占空比之前，输出已经建立，则结束软启动，如果占空比达到设定占空比时输出还未建立，则占空比在达到设定占空比后保持不变，LLC谐振变换器进入PFM模态软启动，直至输出建立后才结束启动，由于PFM模态下占空比为0.5时增益最大且可以实现ZVS，故优选设定占空比为0.5。
上述软启动控制方法相较于传统定频占空比渐增软启动技术方案，通过由开关管S5和开关管S6构成的钳位支路钳位原边谐振电感电流，在软启动过程中占空比较小时仍然能够实现ZVS。
参见图4为上述PWM模态软启动的主要波形时序图、图5为PFM模态软启动的主要波形时序图，详细分析如下：
图4所示PWM模态软启动的主要波形时序图中，Vgs5、Vgs6分别为开关管S5、S6的驱动信号，其余信号含义与图2一致，波形图分析如下：
第一阶段，为t1-t2期间，LLC谐振变换器以正常工作时的最高频率开机，占空比最小，此阶段开关管S1和开关管S4导通，逆变电路中由开关管S1和开关管S4构成LLC谐振变换器的原边电路，正VIN加在LLC谐振腔上，谐振电感电流iLr增加；
第二阶段，为t2-t3期间，在t2时刻开关管S1和S4关断，钳位开关管S5开通，该状态持续至t3时刻，此阶段钳位开关管S5与另一钳位开关管S6同时导通钳位支路，该钳位支路相当于将谐振电感Lr和激磁变压器原边绕组P1短路，将谐振电感电流iLr钳位；
第三阶段，为t3-t4期间，钳位开关管S6的下降沿与开关管S2和S3上升沿之间的死区时间。为了更好的表述，图4将该死区时间放大画出，应用中该死区时间通常为100nS左右。此阶段钳位支路关断，谐振电感电流iLr给开关管S1和S4的漏源极电容充电，同时给开关管S2和S3的漏源极电容放电，控制t3-t4的时间使开关管S2和S3开通前其漏源极电压降至0，从而实现ZVS。
后续重复第一阶段、第二阶段和第三阶段，只不过开关管S1和S4、开关管S2和S3交替构成原边电路，当开关管S2和S3交替构成原边电路时同理也可以实现ZVS，降低产品软启动时的损耗，同时解决软启动过程中硬开关导致的电压电流应力过高的问题。
需要说明的是，由于钳位支路为开关管S5和S6串联组成，所以当开关管S5和S6均导通时钳位支路才能导通，在t1时刻LLC谐振变换器才开始给副边传递能量，故t1时刻之前钳位支路的开关管S5和S6如何控制均不影响本发明目的的实现，即开关管S5和S6可以常导通、或者不导通、或者择一导通等等。从t1时刻开始，图4中逆变电路中首先导通的开关管为S1和S4，在开关管开关管S1和S4第一次导通后，钳位支路导通的控制方法为钳位支路中的开关管S5的驱动与逆变电路中开关管S1和S4的驱动互补，钳位支路中的开关管S6的驱动与逆变电路中开关管S2和S3的驱动互补。
图5所示PFM模态软启动的主要波形时序图中，其中所有信号含义与图4一致，波形图简要分析如下：
开关管S1占空比达到0.5后保持不变，选择在LLC谐振变换器的工作频率为谐振频率时关断钳位开关管的原因在于，此时LLC谐振变换器的增益始终为变压器变比，钳位开关管占空比与逆变电路开关管互补，此时也为0.5，钳位开关管S5和S6没有同时导通形成钳位支路的条件，因此钳位开关管S5和S6的关断基本不影响LLC谐振变换器的增益，实现了软启动过程的增益平滑上升。随后频率继续下降，直至输出电压建立，LLC谐振变换器软启动结束。
根据上述对波形的时序分析可知：本发明的软启动控制方法在软启动过程中占空比由小逐渐变大，可以实现LLC谐振变换器软启动过程中增益的平滑上升，解决了传统LLC谐振变换器开机时冲击电流过大的问题；通过在LLC谐振腔内并联钳位支路，在软启动过程中占空比较小时使得谐振电感电流iLr被钳位，实现了软启动过程中的全程ZVS，减小开机损耗的同时也提升了LLC谐振变换器的可靠性；通过钳位原边谐振电感电流实现了软启动过程中原边逆变电路的ZVS，避免了由于硬开关导致的PCB走线电感与开关管寄生电容发生谐振从而导致的开关管电压应力上升问题，消除了软启动方案对元器件选型的限制同时也提升了LLC谐振变换器的可靠性。
本发明的实施方式不限于此，按照本发明的上述内容，利用本领域的普通技术知识和惯用手段，在不脱离本发明上述基本技术思想前提下，本发明中具体实施例还可以做出其它多种形式的修改、替换或变更，均落在本发明权利保护范围之内。此外，尽管本说明书中使用了一些特定的术语，但这些术语只是为了方便说明，并不对本发明构成任何限制。

Claims (8)

1.一种LLC谐振变换器的软启动控制方法，所述的LLC谐振变换器的原边电路包括逆变电路、LLC谐振腔和变压器的原边绕组，所述的逆变电路至少包括由两只开关管组成的桥式电路，所述的LLC谐振腔至少包括谐振电感、励磁电感、谐振电容和钳位支路；所述的逆变电路中的开关管分为两组，交替导通所述的原边电路；所述的钳位支路至少包含两个串联连接的开关管；
其特征在于，所述的控制方法为：
LLC谐振变换器以第一设定频率开机；
LLC谐振变换器在软启动过程中，所述的逆变电路中的交替导通的开关管占空比由小逐渐增大，并在首先导通的开关管第一次导通后，控制所述的钳位支路导通，使得所述的谐振电感中的电流被钳位，从而实现软启动过程中所述的逆变电路中的开关管零电压开通。
2.根据权利要求1所述的谐振变换器的软启动控制方法，其特征在于：所述的第一设定频率为LLC谐振变换器正常工作时的最高频率。
3.根据权利要求1所述的谐振变换器的软启动控制方法，其特征在于，控制所述的钳位支路导通的方法为：所述的钳位支路中的开两个关管之一与所述的逆变电路中的两组开关管之一的驱动互补，所述的钳位支路中的开两个关管之二与所述的逆变电路中的两组开关管之二的驱动互补。
4.根据权利要求3所述的谐振变换器的软启动控制方法，其特征在于：所述的钳位支路中的开两个关管之一与所述的逆变电路中的两组开关管之一的驱动存在死区时间；所述的钳位支路中的开两个关管之二与所述的逆变电路中的两组开关管之二的驱动存在死区时间。
5.根据权利要求1所述的谐振变换器的软启动控制方法，其特征在于，LLC谐振变换器按如下两种情况结束启动：
情况一，如占空比达到设定占空比之前，输出已经建立，则在输出电压建立时结束启动；
情况二，如占空比达到设定占空比时输出还未建立，则占空比在达到设定占空比后保持不变，所述的LLC谐振变换器的工作频率逐渐减小直至输出建立后才结束启动。
6.根据权利要求5所述的谐振变换器的软启动控制方法，其特征在于：所述的设定占空比为0.5。
7.根据权利要求5所述的谐振变换器的软启动控制方法，其特征在于：对于所述的情况二，所述的钳位支路在所述的LLC谐振变换器的工作频率为第二设定频率、占空比为设定占空比时关断后不再导通。
8.根据权利要求7所述的谐振变换器的软启动控制方法，其特征在于，所述的第二设定频率为所述的谐振变换器的谐振频率。
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