CN104901572A - 高功率密度长寿命反激式微型光伏并网逆变器 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种高功率密度长寿命反激式微型光伏并网逆变器，其包括太阳能光伏阵列、输入滤波电容、反激变换器、输出滤波电容、辅助电路、工频DC/AC变换器以及电网，所述太阳能光伏阵列依次连接输入滤波电容、反激变换器、输出滤波电容、辅助电、工频DC/AC变换器以及电网。本发明具有体积小、功率密度高、控制简单、寿命长、输入二次纹波电流含量低和最大功率点跟踪精度高的特点和优点。

Description

高功率密度长寿命反激式微型光伏并网逆变器

技术领域

本发明涉及电力电子技术领域，特别是涉及一种高功率密度长寿命反激式微型光伏并网逆变器，属于光伏发电并网、直流/交流(DC/AC)和直流/直流(DC/DC)变换器领域。

背景技术

光伏发电具有清洁环保、可再生等优点，是应对能源紧缺、气候变化的一个有效途径。随着环境污染、能源紧缺等问题日益严重，人们越来越关注太阳能这种清洁可再生能源的应用，光伏太阳能是极具发展前景的新一代能源。光伏逆变器是将太阳能电池板产生的直流电转换成交流电并注入到电网的关键环节，传统的光伏系统将若干太阳能电池板通过串并联组合，把能量集中送到一个或多个逆变器，再由逆变器生成交流电送入电网。这种集中式发电方式往往受制于发电效率低、安装不易、电池板匹配困难等缺点。微型光伏逆变器通过给每块光伏组件单独配置控制器，可以实现每块太阳能电池板最大功率跟踪，同时，微型光伏逆变器具有即插即用、安装简单、灵活扩容、系统变换效率高等优点，所以引起了广泛关注。

微型光伏逆变器的实际瞬时输出功率以二倍输出电压频率脉动，输入功率和输出功率之间存在一个较大的低频脉动功率，该脉动功率将导致输入电流中存在二次纹波电流，影响太阳能电池板的最大功率跟踪，还会增大开关管的电流应力、导通损耗以及磁性元件损耗，从而降低系统的变换效率。因此，有必要平衡输入输出功率之间的低频脉动功率、抑制微型光伏逆变器中输入二次纹波电流含量。虽然可以增大输入侧电容容量以平衡该脉动功率和减小输入二次纹波电流，然而，高质量电解电容在额定温度105℃下，使用寿命一般在10kh左右，并且随着温度升高和电解液挥发寿命会大大减短；并且大容量电容将使得微型逆变器体积增大，可靠性降低，不利于提高逆变器的功率密度。此外，传统的解决方法通过在中间母线上并联一个双向变换器，利用其提供输出功率所需的脉动功率，进而平衡该脉动功率和抑制输入二次纹波电流含量，然而这样的解决方法会使系统变得复杂，整机效率降低，增加的双向变换器又使得控制方式变得更加困难，并不适合微型光伏逆变器的发展趋势。因此，开发体积小、控制简单、高效率、高可靠性的零输入二次纹波电流含量微型光伏逆变器成为光伏并网行业亟需解决的问题。

发明内容

本发明目的在于克服微型光伏逆变器输入功率脉动大和输入二次纹波电流含量大的缺点，克服传统微型光伏逆变器因使用大量输入电容或增加额外的装置抑制输入二次纹波方法造成逆变器体积增大、寿命短、控制复杂、效率降低、可靠性低等不足，提供一种高功率密度长寿命反激式微型光伏并网逆变器，具有体积小、功率密度高、控制简单、寿命长、输入二次纹波电流含量低和最大功率点跟踪精度高的特点和优点。

为达到上述目的，本发明采用下述技术方案：一种高功率密度长寿命反激式微型光伏并网逆变器，其特征在于，其包括太阳能光伏阵列、输入滤波电容、反激变换器、输出滤波电容、辅助电路、工频DC/AC变换器以及电网，所述太阳能光伏阵列依次连接输入滤波电容、反激变换器、输出滤波电容、辅助电、工频DC/AC变换器以及电网。

优选地，所述太阳能光伏阵列的正负输出端分别与输入滤波电容的两端相连；所述反激变换器由第一二极管、原边绕组、副边绕组、第一开关管、第二二极管和第二开关管组成；所述第一二极管的阳极连接太阳能光伏阵列的正输出端，阴极连接原边绕组同名端；所述原边绕组的异名端与所述第一开关管的漏极连接，所述第一开关管的源极与太阳能光伏阵列的负输出端相连；所述副边绕组异名端与第二二极管的阳极相连，所述第二二极管的阴极与第二开关管漏极相连；所述第二开关管源极与输出滤波电容一端相连，输出滤波电容另一端与副边绕组同名端相连；所述工频DC/AC变换器两个输入端与输出滤波电容两端相连，工频DC/AC变换器的两个输出端分别连接电网的正极和负极；所述辅助电路由副边辅助绕组、第三二极管、储能电容、第四二极管、原边辅助绕组和第三开关管组成；所述副边辅助绕组异名端与第三二极管的阳极相连，第三二极管阴极与储能电容的正极相连，储能电容的负极与副边辅助绕组同名端相连；所述储能电容的正极与第四二极管管阳极相连，第四二极管管阴极与原边辅助绕组的同名端相连；所述原边辅助绕组异名端与第三开关管的漏极连接，第三开关管的源极与储能电容的负极相连。

优选地，所述原边绕组、原边辅助绕组、副边绕组和副边辅助绕组绕制在同一磁芯上，共同构成反激变压器。

优选地，所述输入滤波电容、输出滤波电容和储能电容均为CBB电容或薄膜电容等非电解电容。

优选地，所述辅助电路通过给储能电容充电和放电以平衡输入功率和输出功率之间的低频脉动功率，进而抑制输入二次纹波电流含量，并提高光伏最大功率点跟踪精度。

优选地，所述第一开关管控制储能电容的平均电压，在一个工频周期内第一开关管的占空比基本不变，且第一开关管采用峰值电流控制方式。

优选地，所述第三开关管在输入功率大于输出功率时处于恒关断状态，控制第二开关管为输出提供所需功率。

优选地，所述第二开关管在输入功率小于输出功率时处于恒开通状态，控制第三开关管为输出提供所需功率。

优选地，所述第二开关管与第一开关管在输入功率大于输出功率时同时开通，实现第二开关管零电压零电流开通，减小第二开关管的开通损耗。

优选地，所述第一开关管、第二开关管、第三开关管这三个开关管在一个工频周期内只有两个开关管有开关动作，减小了开关损耗。

与现有技术相比，本发明具有如下显而易见的突出实质性特点和显著优点是：一，通过给辅助电路储能电容充电和放电以平衡输入功率和输出功率之间的低频脉动功率，进而抑制输入二次纹波电流含量、提高光伏最大功率点跟踪的精度；二，该逆变器原边绕组、原边辅助绕组)、副边绕组和副边辅助绕组绕制在同一磁芯上共同构成反激变压器提高了逆变器的功率密度，使用非电解电容提高了功率密度和逆变器寿命；三，三个开关管(第一开关管、第二开关管、第三开关管)在一个工频周期内只有两个开关管动作，开关损耗低；四，该电路拓扑具有体积小、功率密度高、控制简单、寿命长、输入二次纹波电流含量低和最大功率点跟踪精度高的特点和优点。

附图说明

图1为本发明高功率密度长寿命反激式微型光伏并网逆变器的电路图。

图2为本发明高功率密度长寿命反激式微型光伏并网逆变器的主要工作原理波形图。

图3为本发明高功率密度长寿命反激式微型光伏并网逆变器的电路拓扑等效电路图。

图4为本发明高功率密度长寿命反激式微型光伏并网逆变器在p_in>p_o条件下的开关管逻辑序列和主要工作原理波形。

图5(a)至图5(d)为本发明高功率密度长寿命反激式微型光伏并网逆变器在p_in>p_o条件下各开关模态等效电路图。

图6为本发明高功率密度长寿命反激式微型光伏并网逆变器在p_in<p_o条件下的开关管逻辑序列和主要原理波形图。

图7(a)至图7(d)为本发明高功率密度长寿命反激式微型光伏并网逆变器在p_in<p_o条件下各开关模态等效电路图。

具体实施方式

下面结合附图和优选实施例，进一步阐明本发明。

如图1所示，本发明高功率密度长寿命反激式微型光伏并网逆变器包括太阳能光伏阵列1、输入滤波电容2、反激变换器3、输出滤波电容4、辅助电路5、工频DC/AC变换器6以及电网7，所述太阳能光伏阵列1依次连接输入滤波电容2、反激变换器3、输出滤波电容4、辅助电5、工频DC/AC变换器6以及电网7。

所述太阳能光伏阵列1的正负输出端分别与输入滤波电容2的两端相连；所述反激变换器3由第一二极管D_r、原边绕组N_p、副边绕组N_s、第一开关管S₁、第二二极管D_R1和第二开关管S₂组成；所述第一二极管D_r的阳极连接太阳能光伏阵列1的正输出端，阴极连接原边绕组N_p同名端；所述原边绕组N_p的异名端与所述第一开关管S₁的漏极连接，所述第一开关管S₁的源极与太阳能光伏阵列1的负输出端相连；所述副边绕组N_s异名端与第二二极管D_R1的阳极相连，所述第二二极管D_R1的阴极与第二开关管S₂漏极相连；所述第二开关管S₂源极与输出滤波电容4一端相连，输出滤波电容4另一端与副边绕组N_s同名端相连；所述工频DC/AC变换器6两个输入端与输出滤波电容4两端相连，工频DC/AC变换器6的两个输出端分别连接电网7的正极和负极；所述辅助电路5由副边辅助绕组N_as、第三二极管D_R2、储能电容C_a、第四二极管D_R3、原边辅助绕组N_ap和第三开关管S₃组成；所述副边辅助绕组N_as异名端与第三二极管D_R2的阳极相连，第三二极管D_R2阴极与储能电容C_a的正极相连，储能电容C_a的负极与副边辅助绕组N_as同名端相连；所述储能电容C_a的正极与第四二极管管D_R3阳极相连，第四二极管管D_R3阴极与原边辅助绕组N_ap的同名端相连；所述原边辅助绕组N_ap异名端与第三开关管S₃的漏极连接，第三开关管S₃的源极与储能电容C_a的负极相连。所述原边绕组N_p、原边辅助绕组N_ap、副边绕组N_s和副边辅助绕组N_as绕制在同一磁芯上，共同构成反激变压器T。所述输入滤波电容2、输出滤波电容4和储能电容C_a均为CBB电容(聚丙烯电容)或薄膜电容等非电解电容。辅助电路通过给储能电容充电和放电以平衡输入功率和输出功率之间的低频脉动功率，进而抑制输入二次纹波电流含量，并提高光伏最大功率点跟踪精度。

所述第一开关管S₁控制储能电容C_a的平均电压，在一个工频周期内第一开关管S₁的占空比基本不变，且第一开关管S₁采用峰值电流控制方式；所述第二开关管S₂采用平均电流控制方式，控制第二开关管S₂为输出提供所需功率，第三开关管S₃采用平均电流控制方式；所述第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃三个开关管在一个工频周期内只有两个开关管有开关动作，减小了开关损耗；所述原边绕组N_p、原边辅助绕组N_ap、副边绕组N_s和副边辅助绕组N_as共同构成反激变压器T，反激变压器T可工作在电流断续模式、电流临界连续模式或电流连续模式。

下面结合图2至图7叙述本实施例的具体工作原理、设计原理：

从图1所示电路拓扑构成可见：本发明的一种高功率密度长寿命反激式微型光伏并网逆变器主要是由反激电路与辅助电路集成，后级为工频DC/AC变换器。通过辅助电路中的储能电容C_a可以平衡输入功率和输出功率之间的低频脉动功率，还可以抑制输入二次纹波电流含量。副边辅助绕组N_as与二极管D_R2组成储能电容C_a的充电支路；原边辅助绕组N_ap、第二二极管D_R2和开关管S₃组成储能电容C_a的放电支路。

从图2的主要工作原理波形可见不同功率条件下电路工作原理是各不相同的。当p_in>p_o时(输入功率大于输出功率)，输入功率中多余的能量向储能电容C_a充电，储能电容C_a的电压v_ca上升，此时第三开关管S₃处于恒关断状态，控制第二开关管S₂为输出功率提供所需能量。所述第一开关管S₁关断后储存在反激变压器T的能量通过第二开关管S₂释放到后级的工频DC/AC变换器6，第二开关管S₂关断后反激变压器T剩余的能量被转移到储能电容C_a，一个开关周期内输入功率中多余的能量被储能电容C_a吸收。当p_in<p_o时，不足的能量由储能电容C_a补充，储能电容C_a的电压v_ca下降，此时第二开关管S₂处于恒开通状态，控制第三开关管S₃为输出功率提供所需能量。第一开关管S₁控制储能电容C_a的平均电压，并使反激变压器工作在电流断续模式或临界连续模式。第一开关管S₁采用峰值电流控制方式，第二开关管S₂、第三开关管S₃采用平均电流控制方式。

为了便于阐明本发明实施例的工作原理，这里将后级的工频DC/AC变换器并网模块等效为输出阻抗Z_o，其等效电路如图3所示。

1.电路工作原理分析

1.1当p_in>p_o时的开关模态分析

图4为p_in>p_o时的主要工作原理波形，该功率条件下电路共有4种开关模态，对应的等效电路如图5所示。

1)开关模态1[t₀,t₁]：等效电路如图5(a)所示。t₀时刻之前，反激变压器励磁电流i_m为零，；t₀时刻，第一开关管S₁、第二开关管S₂开通，第三开关管S₃在p_in>p_o时处于恒关断状态。由于反向阻断二极管D_R1的存在，故第二开关管S₂没有电流流过，此阶段第二开关管S₂为无效开通。假设输入电压v_in在一个开关周期内保持不变，则励磁电流i_m从零开始线性上升，如式(1)：

$i_m\left(t\right)=\frac{\left|v_{\mathrm{in}}\left(t\right)\right|}{L_m}(t-t_o)---\left(1\right)$

式中L_m是变压器的励磁电感。

t₁时刻第一开关管S₁关断，该时刻i_m大小为如式(2)：

$I_m\left(t_1\right)=\frac{\left|v_{\mathrm{in}}\left(t\right)\right|}{L_m}(t_1-t_o)=\frac{\left|v_{\mathrm{in}}\left(t\right)\right|}{L_m}{D}_1{T}_s---\left(2\right)$

式中D1是第一开关管S1的占空比，Ts是第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3开关周期。

2)开关模态2[t₁,t₂]：等效电路如图5(b)所示。t₁时刻第一开关管S₁关断，第二开关管S₂仍然导通。储存在变压器的能量通过第二开关管S₂向后级变换器释放能量，[t₁,t₂]期间副边线圈电流可以表示为如式(3)：

$i_s\left(t\right)=i_{\mathrm{DR}1}\left(t\right)=I_m\left(t_1\right)\frac{N_p}{N_s}-\frac{V_{\mathrm{zo}}}{L_m{N_s}^2/{N_p}^2}(t-t_1)=\frac{\left|v_{\mathrm{in}}\left(t\right)\right|N_p}{L_m{N}_s}{D}_1{T}_s-\frac{V_o{N_p}^2}{L_m{N_s}^2}(t-t_1)---\left(3\right)$

式中V_zo是等效阻抗Z_o上的电压。

通过控制第二开关管S₂为输出功率提供所需的能量，因此t₂时刻第二开关管S₂关断。根据式(3)，在t₂时刻变压器副边电流为如式(4)：

$I_{\mathrm{DR}1}\left(t_2\right)=I_m\left(t_1\right)\frac{N_p}{N_s}-\frac{V_{\mathrm{zo}}}{L_m{N_s}^2/{N_p}^2}(t_2-t_1)=\frac{\left|v_{\mathrm{in}}\left(t\right)\right|N_p}{L_m{N}_s}{D}_1{T}_s-\frac{V_{\mathrm{zo}}{N_p}^2}{L_m{N_s}^2}{D}_2{T}_s---\left(4\right)$

式中D₂是开关管S₂的有效占空比。

在此开关模态，为了保证变压器能量向Z_o释放，而不是通过副边辅助绕组N_as和第二二极管D_R2给储能电容C_a充电，储能电容C_a的电压须满足以下条件，如式(5)：

v_ca(t)＞V_zo           (5)

3)开关模态3[t₂,t₃]：等效电路如图5(c)所示。第二开关管S₂关断后，变压器剩余的能量通过副边辅助绕组N_as和第二二极管D_R2给储能电容C_a充电，i_m继续线性下降。假设储能电容C_a电压v_ca在一个开关周期内保持不变，[t₂,t₃]期间有如式(6)：

$i_m\left(t\right)=\frac{I_{\mathrm{DR}1}\left(t_2\right)N_s}{N_p}-\frac{v_{\mathrm{ca}}\left(t\right)N_p}{N_{\mathrm{as}}{L}_m}(t-t_2)---\left(6\right)$

在t₃时刻，i_m下降到零，i_DR1也下降到零，由式(6)得t₂到t₃的时间间隔为如式(7)：

${\mathrm{\&Delta;T}}_1=t_3-t_2=\frac{I_{\mathrm{DR}1}\left(t_2\right)L_m{N}_s{N}_{\mathrm{as}}}{v_{\mathrm{ca}}\left(t\right){N_p}^2}---\left(7\right)$

4)开关模态4[t₃,t₄]：等效电路如图5(d)所示。在此开关模态中，电流i_m为零，所有开关管处于关断状态，变压器完全磁复位。

当反激变换器设计为工作在电流断续模式或临界连续模式时，p_in>p_o时需要满足条件，如式(8)：

T_pin＞po＝D₁T_s+D₂T_s+ΔT₁≤T_s            (8)

综合上述分析可见：在p_in>p_o时，第一开关管S₁占空比基本恒定，第三开关管S₃处于恒关断状态，控制第二开关管S₂为输出功率提供所需的能量；第二开关管S₂与第一开关管S₁同时开通实现第二开关管S₂零电压零电流开通，第三开关管S₃无开关动作，减小了第二开关管的开通损耗；一个开关周期内输入功率p_in多余的能量被储能电容C_a吸收。

1.2当p_in<p_o时的开关模态分析

图6为p_in<p_o时的主要工作波形，该功率条件下电路共有4种开关模态，对应的等效电路如图7所示。

1)开关模态1[t₀,t₁]：等效电路如图7(a)所示。t₀时刻，第一开关管S₁、第三开关管S₃开通，虽然在p_in<p_o时，第二开关管S₂恒开通，但是副边二极管D_R在第一开关管S₁导通期间承受反压而不导通，故第二开关管S₂没有电流流过。由于在p_in<p_o期间p_in向负载提供的能量不足，所以t₀时刻第三开关管管S₃开通，储能电容C_a补充输入功率p_in不足的能量。假设输入电压v_in在一个开关周期内保持不变，则励磁电流i_m从零开始线性上升，如式(9)：

$i_m\left(t\right)=\frac{v_{\mathrm{in}}\left(t\right)+v_{\mathrm{ca}}\left(t\right)}{L_m}(t-t_o)---\left(9\right)$

t₁时刻第三开关管S₃关断,由式(10)得t₁时刻i_m大小为如式(10)：

$I_m\left(t_1\right)=\frac{v_{\mathrm{in}}\left(t\right)+v_{\mathrm{ca}}\left(t\right)}{L_m}(t_1-t_o)=\frac{v_{\mathrm{in}}\left(t\right)+v_{\mathrm{ca}}\left(t\right)}{L_m}{D}_3{T}_s---\left(10\right)$

2)开关模态2[t₁,t₂]：等效电路如图7(b)所示。t₁时刻第三开关管S₃关断,[t₁,t₂]期间第一开关管S₁仍然导通，i_m继续线性上升，如式(11)：

$i_m\left(t\right)=I_m\left(t_1\right)+\frac{v_{\mathrm{in}}\left(t\right)}{L_m}(t-t_o)---\left(11\right)$

t₃时刻第一开关管S₁关断，由式(9)得t₃时刻i_m大小为如式(12)：

$I_m\left(t_2\right)=I_m\left(t_1\right)+\frac{v_{\mathrm{in}}\left(t\right)}{L_m}{D}_1{T}_s---\left(12\right)$

3)开关模态3[t₂,t₃]：等效电路如图7(c)所示。储存在变压器的能量通过第二开关管S₂向后级变换器释放，[t₁,t₂]期间励磁电流可以表示为如式(13)：

$i_m\left(t\right)=I_m\left(t_2\right)-\frac{V_{\mathrm{zo}}{N}_p}{N_s}(t_3-t_2)---\left(13\right)$

t₃时刻励磁电流也下降为零，由式子(14)得t₂和t₃的时间间隔为如式(14)：

${\mathrm{\&Delta;T}}_2=(t_3-t_2)=\frac{I_m\left(t_2\right)N_s}{v_{\mathrm{zo}}{N}_p}---\left(14\right)$

4)开关模态4[t₃,t₄]：等效电路如图7(d)所示。在此开关模态中，电流i_Lp、i_Lap为零，第一开关管S₁、第三开关管S₃处于关断状态，变压器完全磁复位。

反激变换器设计为工作在电流断续模式或临界连续模式，因此p_in<p_o时需要满足条件，如式(15)：

T_pin＜po＝D₁T_s+ΔT₂≤T_s              (15)

综合上述分析可见：在p_in<p_o时，第一开关管S₁占空比恒定，第二开关管S₂处于恒开通状态，控制第三开关管S₃为输出功率提供所需的能量；第二开关管S₂无开关动作，减小了开关损耗；一个开关周期内输入功率p_in不足的能量由储能电容C_a补充。

所述工频DC/AC变换器6为工作在工频状态下的全桥拓扑，在半个工频周期内，对应对角线上的两个开关管一直导通，作用是将反激变换器和辅助电路组成的前级变换器所得到的馒头波展开成全周期的正弦波。

本发明不局限于上述具体实施方式，本领域的技术人员可以根据本发明公开的内容进行多种实施方式。应理解上述实施例仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围，在阅读了本发明之后，本领域技术人员对本发明的各种等价形式的修改均落于本申请所附权利要求所限定的范围。

Claims (10)

1.一种高功率密度长寿命反激式微型光伏并网逆变器，其特征在于，其包括太阳能光伏阵列、输入滤波电容、反激变换器、输出滤波电容、辅助电路、工频DC/AC变换器以及电网，所述太阳能光伏阵列依次连接输入滤波电容、反激变换器、输出滤波电容、辅助电、工频DC/AC变换器以及电网。

2.根据权利要求1所述的高功率密度长寿命反激式微型光伏并网逆变器，其特征在于，所述太阳能光伏阵列的正负输出端分别与输入滤波电容的两端相连；所述反激变换器由第一二极管、原边绕组、副边绕组、第一开关管、第二二极管和第二开关管组成；所述第一二极管的阳极连接太阳能光伏阵列的正输出端，阴极连接原边绕组同名端；所述原边绕组的异名端与所述第一开关管的漏极连接，所述第一开关管的源极与太阳能光伏阵列的负输出端相连；所述副边绕组异名端与第二二极管的阳极相连，所述第二二极管的阴极与第二开关管漏极相连；所述第二开关管源极与输出滤波电容一端相连，输出滤波电容另一端与副边绕组同名端相连；所述工频DC/AC变换器两个输入端与输出滤波电容两端相连，工频DC/AC变换器的两个输出端分别连接电网的正极和负极；所述辅助电路由副边辅助绕组、第三二极管、储能电容、第四二极管、原边辅助绕组和第三开关管组成；所述副边辅助绕组异名端与第三二极管的阳极相连，第三二极管阴极与储能电容的正极相连，储能电容的负极与副边辅助绕组同名端相连；所述储能电容的正极与第四二极管管阳极相连，第四二极管管阴极与原边辅助绕组的同名端相连；所述原边辅助绕组异名端与第三开关管的漏极连接，第三开关管的源极与储能电容的负极相连。

3.根据权利要求2所述的高功率密度长寿命反激式微型光伏并网逆变器，其特征在于，所述原边绕组、原边辅助绕组、副边绕组和副边辅助绕组绕制在同一磁芯上，共同构成反激变压器。

4.根据权利要求2所述的高功率密度长寿命反激式微型光伏并网逆变器，其特征在于，所述输入滤波电容、输出滤波电容和储能电容均为CBB电容或薄膜电容等非电解电容。

5.根据权利要求2所述的高功率密度长寿命反激式微型光伏并网逆变器，其特征在于，所述辅助电路通过给储能电容充电和放电以平衡输入功率和输出功率之间的低频脉动功率，进而抑制输入二次纹波电流含量，并提高光伏最大功率点跟踪精度。

6.根据权利要求2所述的高功率密度长寿命反激式微型光伏并网逆变器，其特征在于，所述第一开关管控制储能电容的平均电压，在一个工频周期内第一开关管的占空比基本不变，且第一开关管采用峰值电流控制方式。

7.根据权利要求2所述的高功率密度长寿命反激式微型光伏并网逆变器，其特征在于，所述第三开关管在输入功率大于输出功率时处于恒关断状态，控制第二开关管为输出提供所需功率。

8.根据权利要求2所述的高功率密度长寿命反激式微型光伏并网逆变器，其特征在于，所述第二开关管在输入功率小于输出功率时处于恒开通状态，控制第三开关管为输出提供所需功率。

9.根据权利要求2所述的高功率密度长寿命反激式微型光伏并网逆变器，其特征在于，所述第二开关管与第一开关管在输入功率大于输出功率时同时开通，实现第二开关管零电压零电流开通，减小第二开关管的开通损耗。

10.根据权利要求2所述的高功率密度长寿命反激式微型光伏并网逆变器，其特征在于，所述第一开关管、第二开关管、第三开关管这三个开关管在一个工频周期内只有两个开关管有开关动作，减小了开关损耗。