CN108649824B - 单级升压逆变器及其构成的无线能量发射电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种单级升压逆变器及其构成的无线能量发射电路，逆变器包括电感L、二极管D_r、开关管S_h、开关管S_l以及电容C_o，电感L的一端接DC电源的高电平端，另一端与二极管D_r的正极端连接，二极管D_r的负极作为交流电源的正相输出端，DC电源的高电平端还经电容C_o与开关管S_h的一端连接，开关管S_h的另一端接交流电源的正相输出端，DC电源的低电平端与交流电源的反相输出端直接相连，在交流电源的高、低电平输出端之间连接开关管S_l，在开关管S_h上设置有二极管D_h，在开关管S_l上设置有二极管D_l。本发明将boost升压电路和逆变电路相结合，不仅减少了开关器件数量，同时降低了电解电容的容量和体积，结合软开关工作模式，具有更高的集成度和可靠性。

Description

单级升压逆变器及其构成的无线能量发射电路

技术领域

本发明涉及无线电能传输技术和电源转换技术，具体涉及一种单级升压逆变器及其构成的无线能量发射电路。

背景技术

无线电能传输(WPT)技术基于电磁感应耦合原理，结合电磁场理论、现代电力电子电能变换技术、现代控制理论，实现一定距离的非接触式能量传输。近年来，该技术由于其便捷、安全、灵活等特点受到了学者和企业的广泛关注，并且已经被应用于各个领域。

在某些应用场合，如蓄电池供电的移动机器人、人工心脏和电动汽车馈网(V2G)系统，系统输入电压较低，需要先对输入电压进行提升，然后再进行逆变，产生适当的谐振电流，从而满足负载功率需求。WPT系统中，通常采用双级拓扑来解决低输入电压问题，即将升压电路连接在原边逆变输入侧或副边整流输出侧，其拓扑如图1所示。这种拓扑由于其简单的结构和控制策略而被广泛应用。但是，升压电路的加入增加了电能变换环节，也随之带来了一些问题：

1)增加了系统的非线性特性和模型建立的复杂度，尤其是当升压电路与逆变电路开关频率或者相位不一致的时候；

2)开关器件和直流电解电容的增加一定程度上降低了系统的可靠性和集成度，并带来了额外的损耗。

为了解决双级拓扑所带来的一系列问题，集成式单级升压逆变器被人们提了出来。但是目前集成式单级升压逆变器的研究多见于光伏并网发电系统、电机驱动和感应加热。其中，前两个应用场合下的输出电流频率与WPT系统相比相差太大，其拓扑和控制策略与WPT系统不同。而感应加热应用中多是ac-ac型变换器，其输出高频电流的幅值并不恒定，无法为直流负载提供稳定的电压和功率。尽管目前在WPT系统中存在一些单级升压拓扑，但是其功能均是用于功率因数校正。理论上来说，功率因数校正电路的输出电压应保持恒定，且调整频率不能高于工频交流输入的频率，否则，功率因数校正功能将失效。因此该拓扑对于输出功率的调整具有一定的局限性。

发明内容

鉴于现有技术的缺陷，本发明首先提出了一种单级升压逆变器，通过将boost升压电路和逆变电路进行集成，在减少开关器件的同时，既能实现逆变功能，又能够对输入直流电压进行升压控制，并且实现输出功率的全范围控制。与现有双级升压逆变方案相比，在不增加控制策略复杂度的同时，其拓扑结构得到了简化，集成度与可靠性得到了提升。

为了实现上述目的，本发明所采用的具体技术方案如下：

一种单级升压逆变器，其关键在于：包括升压输入电感L、防电流反向二极管D_r，第一开关管S_h、第二开关管S_l、升压输出电容C_o，所述升压输入电感L的一端接直流输入电源的高电平端，升压输入电感L的另一端与所述防电流反向二极管D_r的正极端连接，所述防电流反向二极管D_r的负极作为交流电源的正相输出端，所述直流输入电源的高电平端还经过升压输出电容C_o与第一开关管S_h的一端连接，第一开关管S_h的另一端接所述交流电源的正相输出端，直流输入电源的低电平端与交流电源的反相输出端直接相连，在交流电源的正相输出端和反相输出端之间连接所述第二开关管S_l，在所述第一开关管S_h上还设置有第一反并联二极管D_h，在所述第二开关管S_l上还设置有第二反并联二极管D_l。

可选地，所述第一开关管S_h和第二开关管S_l均采用MOS管或IGBT。

基于上述单级升压逆变器，本发明还利用其构成了一种无线能量发射电路，其关键在于：在所述交流电源的正相输出端和反相输出端之间连接有能量发射线圈L_p和谐振电容C_p。

可选地，在所述直流输入电源高电平端和低电平端之间连接有直流电源。

可选地，所述能量发射线圈L_p和谐振电容C_p构成串联谐振回路。

可选地，所述单级升压逆变器中的第一开关管S_h和第二开关管S_l均采用MOS管或IGBT。

可选地，所述单级升压逆变器中的升压输出电容C_o的负极与直流输入电源的高电平端连接。

本发明的显著效果是：

系统模型复杂度得到了很大的简化，模型分析更加容易，减少了开关器件，降低了储能元件的容量，从而提高了集成度和可靠性。其升压特性与传统升压电路一致，而输出功率随着占空比的变化曲线是一个单峰曲线，存在最大值，在输出功率的整个变化范围内，逆变器一直能够保持较高的传输效率。

附图说明

图1为传统双级升压式WPT系统拓扑结构图；

图2为本发明的单级升压逆变器的电路原理图；

图3为利用本发明单级升压逆变器构成的无线能量发射电路；

图4为本发明逆变器六种工作状态(a～f)下稳态工作波形；

图5为本发明整体电路所有可能工作模态；

图6为本发明逆变器分布式等效工作电路图；

图7输出功率随占空比D变化曲线图

图8为不同参数下D-w_n关系图；

图9为本发明逆变器在不同占空比D下稳态工作仿真波形图；

图10为本发明逆变器在不同占空比D下稳态工作实验波形图；

图11为本发明在不同占空比D下不同工作状态实验波形图；

图12为本发明仿真和实验下输出有功功和效率率随D变化曲线。

具体实施方式

为了更好的理解上述技术方案，下面将结合说明书附图以及具体的实施方式，对上述技术方案进行详细的说明。

如图2所示，本发明提出的单级升压逆变器，包括升压输入电感L、防电流反向二极管D_r，第一开关管S_h、第二开关管S_l、升压输出电容C_o，所述升压输入电感L的一端接直流输入电源的高电平端，升压输入电感L的另一端与所述防电流反向二极管D_r的正极端连接，所述防电流反向二极管D_r的负极作为交流电源的正相输出端，所述直流输入电源的高电平端还经过升压输出电容C_o与第一开关管S_h的一端连接，第一开关管S_h的另一端接所述交流电源的正相输出端，直流输入电源的低电平端与交流电源的反相输出端直接相连，在交流电源的正相输出端和反相输出端之间连接所述第二开关管S_l，在所述第一开关管S_h上还设置有第一反并联二极管D_h，在所述第二开关管S_l上还设置有第二反并联二极管D_l。

具体实施时，升压输出电容C_o采用极性电容，且负极与直流输入电源的高电平端连接。

利用其构成无线能量发射机构时，如图3所示，在所述直流输入电源高电平端和低电平端之间连接有直流电源，在交流电源的正相输出端和反相输出端之间连接有能量发射线圈L_p和谐振电容C_p。

图中电流i_c、i_L、i_p、i_s和i_in分别为输出电容充/放电电流、升压电感电流、谐振电流、开关管电流和直流输入电流。电压u_o和u_p分别为升压输出电压和逆变输出电压。图中所有物理量均以箭头所指方向为正。

本实施例中能量发射线圈L_p和谐振电容C_p构成串联谐振回路，单级升压逆变器中的第一开关管S_h和第二开关管S_l均采用MOS管或IGBT。

值得注意的是，升压输出电容C_o连接在直流输入的正端，升压输出电压为u_o，则可得：

u_o＝U_in+u_Co (1)

由此可得，这种输出电容连接方式一定程度上降低了电容的耐压值，相比于传统的boost升压方式，可以选择容量和体积更小的输出电容。

逆变器输出由谐振补偿电容C_p，发射线圈L_p以及负载R_L组成，负载谐振角频率为：

为了进一步理解本发明的构思，下面对其工作原理做进一步说明。

通过分析可以看出，本发明提出的单级升压逆变器通过调整开关占空比，即可实现对逆变器输出功率的有效控制，即PWM控制。其工作状态可以分为占空比大于0.5和占空比小于0.5两种，而在这两种状态下又分别含有CCM(升压电感电流连续)和DCM(升压电感电流不连续)两种工作状态。如图4所示，令工作周期为T，升压占空比为D，且每一个周期开始时刻与谐振电流正向过零时刻同步，得出逆变器一共有a～f六种工作状态。六种工作状态下，逆变器一个工作周期内所有可能的工作模态如图5所示。

各个工作模态的分析如下：

1)开关管S_h开通，S_l关断

模态Ⅰ：i_p≥0,i_L>i_p。i_L逐渐减小，此时i_L分为两部分，一部分为谐振回路提供电流即i_p，剩下的部分为输出电容C_o充电即i_c，u_Co逐渐上升。则此时虽然S_h处于开通状态，但是由于电流反向，因此其中并无电流流过，而是经由反并联二极管D_h流向输出电容。

模态Ⅱ：i_p>0,0<i_L<i_p。此时，i_L已经不能为谐振回路提供所需电流，电容电流i_c开始反向，二者一起为谐振回路提供电流，u_Co开始下降。由于i_c的反向，使得D_h截止。

模态Ⅲ：i_p>0,i_L＝0。i_L为零，因为防电流反向二极管的存在，使得i_L保持为零，此时谐振回路的所有电流均由输出电容提供，u_Co继续下降。

模态Ⅳ：i_p≤0,i_L>0。i_p反向，i_L不为零，两者共同为输出电容充电，u_Co逐渐上升。

模态Ⅴ：i_p≤0,i_L＝0。i_L为零，i_p反向为输出电容充电，u_Co逐渐上升。

2)开关管S_l开通，S_h关断

模态Ⅵ：i_p<0,i_L≥0。升压电感通过输入电源进行储能，i_L逐渐增大，i_p为反向流通，两者共同正向流过开关管S_l。输出电容断路，i_c为零，u_Co保持不变。

模态Ⅶ：i_p>0,i_L<i_p。升压电感通过输入电源进行储能，i_L逐渐增大，i_p为正向流通，由于i_L<i_p，导致开关管中存在反向电流，即S_l截止，D_l导通。输出电容断路，i_c为零，u_Co保持不变。

模态Ⅷ：i_p≥0,i_L>i_p。升压电感通过输入电源进行储能，i_L逐渐增大，i_p为正向流通，由于i_L>i_p，导致开关管中存在正向电流，即S_l导通。输出电容断路，i_c为零，u_Co保持不变。

以上八种模态是逆变器在一个工作周期内所有可能的工作模态，所有八个工作模态只需用以下三组不同的微分方程组就可以完全描述。

不管逆变器运行在何种状态下，其工作周期都是以模态Ⅰ起始，模态Ⅵ结束，但中间所经历的模态顺序和数量各不相同。模态与描述方程组的对应关系为方程组(3)对应模态Ⅰ,Ⅱ,Ⅳ，方程组(4)对应模态Ⅲ,Ⅴ，方程组(5)对应模态Ⅵ,Ⅶ,Ⅷ。逆变器在a～f不同工作状态下一个周期内的工作模态演变过程为：

a：Ⅰ→Ⅱ→Ⅰ→Ⅷ→Ⅵ

b：Ⅰ→Ⅱ→Ⅶ→Ⅷ→Ⅵ

c：Ⅰ→Ⅱ→Ⅲ→Ⅶ→Ⅷ→Ⅵ

d：Ⅰ→Ⅱ→Ⅰ→Ⅳ→Ⅵ

e：Ⅰ→Ⅱ→Ⅰ→Ⅳ→Ⅴ→Ⅵ

f：Ⅰ→Ⅱ→Ⅲ→Ⅴ→Ⅵ

传统的双级拓扑下，即使前端调压电路的开关频率和相位与逆变电路保持一致，变换器在一个周期内所有可能的工作模态也至少有六个，且各模态下的微分方程组都不相同，系统求解复杂；前级调压电路与逆变电路开关频率不一致时，整个系统的运行周期将等于二者的公倍数，系统求解几乎变得不可能。本文所提逆变器在保证升压电路与逆变电路的开关频率与相位的一致性的同时，周期模态方程组数也得到了大大的降低，与传统结构相比，降低了系统数学模型的复杂度，系统求解与分析也变得更加简单。

在进行逆变器工作特性分析时，可以将逆变器拆分为如图6所示的boost升压电路和逆变电路两个部分进行分析，升压电路负责对输入直流电源进行升压，逆变电路负责将升压后的直流电压转换为高频交流电。

假设升压输出电容C_o非常大，在逆变器一个工作周期内电容电压值基本保持不变。当升压电路工作在CCM时，由伏秒平衡原理可得U_inDT＝U_Co(1-D)T，则可得升压比为：

当升压电路工作在DCM时，假设升压电路等效负载为R，开关管关断后电感电流持续时间等效占空比为D₂。以图4中的c状态为例进行分析，同样由伏秒平衡原理可得U_inDT＝U_Co D₂T，可得升压占空比为：

开关管闭合时，电感电流从零开始逐渐上升，可得微分方程：

由此可得电感电流纹波值为：

S_h导通时，i_in＝I_o＝U_o/R，S_h关断时，i_in＝i_L+I_o，i_in在整个周期内的平均值即为输入电流I_in，则I_in可表示为：

忽略电路损耗，由功率守恒可得：U_inI_in＝U_o ²/R，结合式以上各式可得：

其中：τ＝L/RT。

可以看出，本发明所提逆变器的升压效果与传统boost电路一致，但输出电容的电压和体积却得到了一定程度的降低，从而提高了集成度和可靠性。

接下来对电路的输出功率做进一步分析：

由图4可以看出，逆变输出电压表达式为：

其傅里叶级数表达式为：

其中，

在无线电能传输系统中，高频能量主要通过基波进行传输。逆变输出电压基波分量及其有效值为：

谐振负载阻抗模及其阻抗角为：

则可得谐振电流基波分量有效值为：

则逆变输出有功功率和无功功率为：

忽略逆变电路损耗，由功率守恒可得U_o ²/R＝I_pf ²|Z|，由此可解得升压输出等效负载R为：

由此可结合式(6)，(11)，(18)和(19)可解得在全部状态下，逆变器输出有功功率和无功功率的表达式。以表1中的数据为系统参数，可以绘制输出功率随占空比变化的曲线如图7所示。可以看出，逆变器输出有功功率和无功功率随占空比变化均是单峰曲线，D＝0.5时，逆变器输出无功功率为零。D<0.5时，无功功率为负，负载呈容性。D>0.5时，无功功率为正，负载呈感性。

从图中可以看出，逆变器的同一输出有功功率下，有两个不同的占空比与之对应，此时，需要对同一输出功率下的占空比进行选择。首先，升压输出电压是随着占空比的增加而增加的，其次，可以从图中看到，随着占空比的增加，输出无功功率的绝对值基本上呈上升趋势，而过高的电压和过大的无功功率均不利于系统，因此，在同一输出有功功率下，应选择较小的占空比。另外，值得注意的是，输出有功功率的极大值点在D＝0.63处。因此，占空比只需在0～0.63之间变化即可实现输出功率的全范围控制。

表1逆变器参数表

根据式(14)和(16)可得：

解得：

定义归一化工作角频率ω_n＝ω/ω₀。取R_L＝10Ω，f₀＝85KHz，L_p为100μH，200μH和300μH，做归一化工作角频率曲线如图8(a)所示。从图中可以看出，随着L_p的增大，归一化工作角频率随占空比的变化速度越来越慢，即工作角频率偏移固有谐振频率w₀的程度越低，频率稳定性更好。取L_p＝165.3μH，f₀＝85KHz，R_L为5Ω，15Ω，25Ω，做归一化工作角频率曲线如图8(b)所示。从图中可以看出，随着R_L的增大使得频率稳定性更差。因此在设计参数时，应尽量选择更大的L_p和较小的R_L。

为了验证理论分析的正确性和本文所提逆变器的可行性，按照表1中的系统参数，结合表2中的寄生参数，在MATLAB/Simulink中，搭建本发明所提逆变器的仿真模型。

表2逆变器寄生参数和开关参数

图9、图10和图11所示分别为逆变器在不同占空比下的仿真和实验稳态工作波形图。图中，GS_h和GS_l分别为S_h和S_l的驱动电压。根据图中结果可以看出：1)本发明所提逆变器可以实现dc-ac的能量变换；2)仿真与实验结果基本一致。随着占空比的增大，可以看出：1)逆变输出电压峰值逐渐增大，说明此逆变器具有升压效果；2)逆变器工作频率随之增大；3)周期开始时刻始终与谐振电流过零点时刻保持一致。

图12(a)所示为本发明所提逆变器在仿真和实验中得到的输出有功功率P_o随占空比变化的曲线图，可以看出，P_o为单峰曲线，与前面的理论分析具有一致性。但是实验结果相比于仿真结果偏小，这是由于没有考虑仿真过程中开关器件的开关损耗和实验过程中系统参数的误差，且由于实际系统中死区时间的存在，使得其占空比与仿真中的占空比不能严格的对应。但是两者的变化趋势是一致的。图12(b)所示为仿真和实验下本发明所提逆变器传输效率随占空比变化曲线，可以看出，在整个功率变化范围内，逆变器一直能够保持较高的传输效率，说明本发明所提逆变器的能效特性好且宽功率适应能力强。

综上所述，本发明提出的单级升压谐振逆变器及其构成的无线能量发射机构，基于PWM控制模式，相比于传统双级结构，系统模型复杂度得到了很大的简化，模型分析更加容易，通过建立逆变器交流阻抗模型对逆变器基本工作特性进行分析，结果显示其升压特性与传统升压电路一致，而输出功率随着占空比的变化曲线是一个单峰曲线，存在最大值。通过搭建单级升压谐振逆变器仿真模型和实验装置进行仿真和实验，仿真和实验结果证明了理论分析的正确性和该逆变器的可行性。同时，仿真和实验结果表明，在输出功率的整个变化范围内，逆变器一直能够保持较高的传输效率。

最后应当指出的是，上述说明并非是对本发明的限制，本发明也并不仅限于上述举例，本技术领域的普通技术人员在本发明的实质范围内所做出的变化、改性、添加或替换，也应属于本发明的保护范围。

Claims (5)

1.一种单级升压逆变器构成的无线能量发射电路，其特征在于：包括升压输入电感L、防电流反向二极管D_r，第一开关管S_h、第二开关管S_l、升压输出电容C_o，所述升压输入电感L的一端接直流输入电源的高电平端，升压输入电感L的另一端与所述防电流反向二极管D_r的正极端连接，所述防电流反向二极管D_r的负极作为交流电源的正相输出端，所述直流输入电源的高电平端还经过升压输出电容C_o与第一开关管S_h的一端连接，第一开关管S_h的另一端接所述交流电源的正相输出端，直流输入电源的低电平端与交流电源的反相输出端直接相连，在交流电源的正相输出端和反相输出端之间连接所述第二开关管S_l，在所述第一开关管S_h上还设置有第一反并联二极管D_h，在所述第二开关管S_l上还设置有第二反并联二极管D_l；在所述交流电源的正相输出端和反相输出端之间连接有能量发射线圈L_p和谐振电容C_p；

通过PWM控制调整开关管占空比实现输出功率控制，开关管工作频率为：

其中，中间变量β＝2π(1-D)，R_L为负载阻值。

2.根据权利要求1所述的无线能量发射电路，其特征在于：在所述直流输入电源高电平端和低电平端之间连接有直流电源。

3.根据权利要求1或2所述的无线能量发射电路，其特征在于：所述能量发射线圈L_p和谐振电容C_p构成串联谐振回路。

4.根据权利要求1所述的无线能量发射电路，其特征在于：所述单级升压逆变器中的第一开关管S_h和第二开关管S_l均采用MOS管或IGBT。

5.根据权利要求1所述的无线能量发射电路，其特征在于：所述单级升压逆变器中的升压输出电容C_o的负极与直流输入电源的高电平端连接。

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