一种升压逆变器
技术领域
本发明涉及电力电子变换器技术领域,尤其涉及一种升压逆变器。
背景技术
现有技术中的直流电压转换成交流电压时,多采用直流升压和逆变组合的两级方式实现,由前级DC/DC、后级DC/AC两级式级联逆变器可将直流电压转换成交流电压。然而,两级式级联逆变器所需器件多、体积重量大、转换效率低且为实现系统稳定运行,前级与后级之间的匹配调节较为复杂。现有非隔离型传统桥式升压逆变器还存在高频漏电流问题,高频漏电流不仅会带来传导和辐射干扰,增加进网电流谐波含量和系统损耗,而且会危及到相关设备和人员安全。
《中国电机工程学报》,第34卷第6期,公开日为2014年2月25日,公开了论文《一种新型单级非隔离双Cuk逆变器》,作者:王立乔,王欣,仇雷,该逆变器是将两个改进的Cuk直流变换器通过输入串联、输出并联的组合而成的。借助于Cuk直流变换器的升降压能力,使得该逆变器可以适应于宽范围变化的输入直流电压。该逆变器具有升降压能力,适用于输入电压宽范围波动的应用场合;通过设置适当的调节器,该逆变器可以获得良好的动、静态性能。其不足之处在于:该电路需要2个独立的输入电源,电源利用率低,需要2个独立的升压电感,增加了电路体积,且该电路中交流输出侧与其中一个输入电源不共地,易引起共模干扰,存在漏电流问题,增加电网谐波含量和系统损耗。
发明内容
1.发明要解决的技术问题
针对现有技术的升压逆变器存在高频漏电流、转换效率低的问题,本发明提供了一种升压逆变器。它的转换效率高,且不存在高频漏电流。
2.技术方案
为解决上述问题,本发明提供的技术方案为:
一种升压逆变器,电源Uin的正极与升压电感L的一端连接,Uin的负极接地,升压电感L的另一端与开关管S1的第一端、开关管S2的第一端和电容C2的一端连接,开关管S1的第二端接地,电容C2的另一端与开关管S4的第一端和开关管S6的第二端连接,开关管S4的第二端接地。开关管S2的第二端与电容C1的一端和开关管S3的第一端连接,电容C1的另一端接地,开关管S3的第二端与开关管S6的第一端、开关管S5的第二端连接,开关管S5的第一端接地。在逆变的同时,实现了升压,转换效率高,且有效抑制了高频漏电流。
优选地,开关管S5的第二端和开关管S5的第一端分别与滤波器的输入端连接。用以滤除交流输出电压中的谐波。
优选地,开关管S5的第二端和滤波电感Lo的一端连接,开关管S5的第一端接地,滤波电感Lo的另一端与滤波电容Co的一端和电阻RL或电网的一端连接,滤波电容Co的另一端与电阻RL或电网的另一端均接地。采用LC滤波器对输出端进行滤波,降低谐波损耗。
优选地,所述的开关管为IGBT器件。
优选地,所述的开关管为MOSFET器件。
优选地,还包括二极管D,电源Uin的正极与二极管D的阳极连接,二极管D的阴极与升压电感L的一端连接。
3.有益效果
采用本发明提供的技术方案,与现有技术相比,具有如下有益效果:
(1)本发明的一种升压逆变器,直流输入侧与交流输出侧共地,避免了共模干扰,不存在漏电流;
(2)本发明的一种升压逆变器,由于通过无体二极管的单向流动开关管来续流,有效地降低了开关损耗,使得系统的效率得到了提高;
(3)本发明的一种升压逆变器,在每个工作模态中,仅有两个开关管工作,减小了开关管的导通损耗;
(4)本发明的一种升压逆变器,可同时实现升压与逆变功率变换过程,减少了储能器件的数量,降低了系统的体积,因此系统的集成度和变换效率都得到了有效的改善;
(5)本发明的一种升压逆变器,由于电容电压不能突变,故电容C1与电容C2对输入电压扰动有抑制作用,输出为交流,因此电容C1与电容C2的取值也较为灵活;
(6)本发明的一种升压逆变器,具有结构简单、易于实现等优点。
附图说明
图1为本发明的电路结构图;
图2为本发明的调制策略示意图;
图3为本发明的电路模态一;
图4为本发明的电路模态二;
图5为本发明的电路模态三;
图6为本发明的电路模态四;
图7为本发明的电容C1=C2=10μF时,其两端电压仿真波形图;
图8为本发明的电容C1=C2=10μF时,输入电压Uin、输出电压uo仿真波形图;
图9为本发明的电容C1=C2=10μF时,输出电流io仿真波形图;
图10为本发明的电容C1=C2=50μF时,其两端电压仿真波形图;
图11为本发明的电容C1=C2=50μF时,输入电压Uin、输出电压uo仿真波形图;
图12为本发明的电容C1=C2=50μF时,输出电流io仿真波形图;
图13为本发明的电容C1=C2=90μF时,其两端电压仿真波形图;
图14为本发明的电容C1=C2=90μF时,输入电压Uin和输出电压uo仿真波形图;
图15为本发明的电容C1=C2=90μF时,输出电流io仿真波形图。
具体实施方式
为进一步了解本发明的内容,结合附图及实施例对本发明作详细描述。
本发明中的开关管(包括开关管S1、S2、S3、S4、S5和S6)可以选择使用MOSFET器件,开关管的第一端是指MOSFET器件的漏极,开关管的第二端是指MOSFET器件的源极;本发明中的开关管还可以选择使用IGBT器件,开关管的第一端是指IGBT器件的集电极,开关管的第二端是指IGBT器件的发射极。
图1中节点a和b之间的电压采用uab表示,代表开关管S5的第一端和第二端之间的电压值。
图2中波形c为载波,采用三角波;波形d为调制波。
实施例1
如图1所示,本实施例的一种升压逆变器,电源Uin的正极与二极管D的阳极连接,Uin的负极接地,其中,二极管D的阴极与升压电感L的一端连接,升压电感L的另一端与开关管S1的第一端、开关管S2的第一端和电容C2的一端连接,开关管S1的第二端接地,电容C2的另一端与开关管S4的第一端和开关管S6的第二端连接,开关管S4的第二端接地。开关管S2的第二端与电容C1的一端和开关管S3的第一端连接,电容C1的另一端接地,开关管S3的第二端与开关管S6的第一端、开关管S5的第二端连接,开关管S5的第一端接地。本实施例的电路结构将直流电源Uin进行升压和逆变的转换,输出电压幅值大于直流电源Uin,与传统的升压逆变器相比,逆变的同时进行了升压。
作为本实施例的进一步改进,电压uab两端节点a和b与滤波器的输入端连接,对电压uab进行滤波,去除谐波干扰。
实施例2
结合图1,本实施例的一种升压逆变器,电源Uin的正极与二极管D的阳极连接,Uin的负极接地,其中,二极管D的阴极与升压电感L的一端连接,升压电感L的另一端与开关管S1的第一端、开关管S2的第一端和电容C2的一端连接,开关管S1的第二端接地,电容C2的另一端与开关管S4的第一端和开关管S6的第二端连接,开关管S4的第二端接地。开关管S2的第二端与电容C1的一端和开关管S3的第一端连接,电容C1的另一端接地,开关管S3的第二端与开关管S6的第一端、开关管S5的第二端连接,开关管S5的第一端接地,开关管S5的第二端和滤波电感Lo的一端连接,开关管S5的第一端接地,滤波电感Lo的另一端与滤波电容Co的一端和电阻RL或电网的一端连接,滤波电容Co的另一端与电阻RL或电网的另一端均接地。本实施例在实施例1的基础上,电压uab两端并联LC滤波电路,对其进行滤波,去除谐波干扰。
实施例3
本实施例结合图2-8对实施例1-2中任一技术方案作分析。
3.1升压变比分析
如图1所示,电容C1、C2共用一升压电感L,在直流输入电源的共同作用下C1、C2实现了能量储存,在不同开关组合的条件下,电容C1、C2向输出侧放电,滤波器前端可获得极性SPWM波形电压,再经过开关管的续流,最终实现了逆变过程。其中,二极管D的作用是:保障能量只能由直流电源向负载单向流动,避免了负载能量反馈到输入侧。
开关管调制策略如2所示。调制波为正弦波的绝对值,与三角波载波比较得到PWM波,作为开关管S1的开关信号,开关管S2-S5只做半个周期的高频调制工作,开关管S6做工频调制工作。
综合以上所述,根据图3-6对应的四个工作模态,除此之外,还包括图4(模态二)和图6(模态四)中电感L电流为零的工作模态。本实施例针对电感L电流断续的情况(电感L电流连续的情况也可作进一步分析,分析原理类似,在此不作描述),结合伏秒平衡原理进行了计算分析,所述升压逆变电路的输入输出电压变比为:
其中,Uin为所述逆变电路的直流输入电压;M为幅值调制比,0≤M≤1;RL为输出负载;L为升压电感;fs为开关管S1的开关频率;Uo为输出电压幅值。
由上式可以看出,在0≤M≤1范围内,输出电压幅值Uo均大于输入电压Uin,本实施例的一种升压逆变器可以实现升压逆变。
3.2工作原理
表1为按图2所述的调制方式对应的开关时序,本实施例的升压逆变器在一个开关周期内的开关时序。
表1开关管的开关时序
结合表1,详细分析该逆变器的工作原理。按输出电流方向(定义从左向右流过滤波电感Lo的方向为正方向),分成四个模态,如图3-6所示。
1、输出电流大于零(即在交流输出电压uo正半周期内,模态一和模态二交替运行工作)
模态一:开关管S1、S3导通,开关管S2与S4-S6均关断,如图3所示,输入电源Uin、二极管D、电感L和开关管S1组成闭合回路,向电感L充电储能,电感L电流上升;电容C1、开关管S3、滤波电感Lo与负载或电网构成闭合回路,电容C1放电,电容C1储存的能量释放出来,电感电流iLo线性上升,输出电压uo线性上升,输入电源Uin和交流输出电压uo共地,避免了共模干扰,漏电流为零。
模态二:开关管S2、S5导通,开关管S1、S3、S4与S6均截止,如图4所示。输入电源Uin、二极管D、电感L、开关管S2和电容C1组成闭合回路,电感L上的电流降低,输入电源Uin和电感L一起向电容C1充电,电容C1充电储能;开关管S5、滤波电感Lo与负载或电网构成闭合回路,电感电流iLo线性下降,输入电源Uin和交流输出电压uo共地,避免了共模干扰,漏电流为零。
2、输出电流小于零(即在交流输出电压uo负半周期内,模态三和模态四交替运行工作)
模态三:开关管S1、S6导通,开关管S2-S5均保持关断状态,如图5所示。输入电源Uin、二极管D、电感L和开关管S1组成充电回路,电感电流iL1线性增加;滤波电感Lo、开关管S6、电容C2、开关管S1与负载或电网构成闭合回路,电感电流iLo线性上升,交流输出电压uo上升,输入电源Uin和交流输出电压uo共地,避免了共模干扰,漏电流为零。
模态四:开关管S4、S6导通,开关管S1-S3与S5均保持截止状态,如图6所示。输入电源Uin、二极管D、电感L和电容C2组成充电回路,输入电源Uin和电感L一起向电容C2充电,C2充电储能;滤波电感Lo、开关管S6、开关管S4与负载或电网构成闭合回路,电感电流iLo线性降低,交流输出电压uo降低,输入电源Uin和交流输出电压uo共地,避免了共模干扰,漏电流为零。
如图2所示,每个模态仅有两个开关管导通,降低了开关管的损耗,从而使得总的器件损耗有所下降。
3.3电压平衡能力分析
从上述的工作原理分析可知,电容C1、C2两端电压不平衡将影响着正负半周期波形对称的交流输出。为了保证电容C1、C2两端电压保持相同,采用单极性单边SPWM调制方式(如图2所示),再根据各开关管的组合方式进行逻辑组合,从而获得能够使电容C1、C2两端电压能够保持平衡的PWM信号。由图2可以看出,开关管S2后半周期的驱动信号与开关管S4前半周期的驱动信号一致,而开关管S1前半周期的驱动信号与开关管S1后半周期的驱动信号相同,则实现了在一个工频周期内电容C1、C2充放电时间保持一致,从而使得电容C1、C2两端电压保持一致。
3.4谐波抑制分析
综合上述工作原理的分析可知,本实施例中的电容C1、C2起到将直流电源能量周期性的转换成交流电源能量的作用;此外,在输出电压过零点时的工作模态包括模态二(图4)和模态四(图6):
模态二中开关管S2、S5导通,开关管S1、S3、S4与S6均截止,输入电源Uin、二极管D、电感L、开关管S2和电容C1组成闭合回路,电感L上的电流降低,输入电源Uin和电感L一起向电容C1充电,电容C1充电储能;开关管S5、滤波电感Lo与负载或电网构成闭合回路,电感电流iLo线性下降,依靠开关管S5的续流作用,确保交流输出电压uo穿过零点电压。
模态四中开关管S4、S6导通,开关管S1-S3与S5均保持截止状态,输入电源Uin、二极管D、电感L和电容C2组成充电回路,输入电源Uin和电感L一起向电容C2充电,C2充电储能;滤波电感Lo、开关管S6、开关管S4与负载或电网构成闭合回路,电感电流iLo线性降低,依靠开关管S6、S4的续流作用,确保交流输出电压uo穿过零点电压。
输出电压仿真结果如图8、11和14所示,在电容C1、C2取值不同的情况下,输出电压过零点无畸变,对输出电压的波形质量几乎无影响,THD会降低,滤波器设计难度小,且减小了电路体积,降低成本。
3.5仿真验证
参数设置:输入电压Uin=100V,输出电压Uo=311V,输出功率为1000W,开关频率为40kHz,升压电感L=0.3mH,滤波电感Lo=2mH,滤波电容Co=8μF。仿真波形如图7-15。
图7、图10和图13分别对应电容C1=C2=10μF、C1=C2=50μF、C1=C2=90μF时,电容两端电压波形。图8和图9分别对应电容C1=C2=10μF时,输出电压uo和输出电流io仿真波形图,图11和图12分别对应电容C1=C2=50μF时,输出电压uo和输出电流io仿真波形图,图14和图15分别对应电容C1=C2=90μF时,输出电压uo和输出电流io仿真波形图,从仿真效果来看,电容C1、C2取不同的电容值时,对输出电压uo和输出电流io波形几乎无影响,因此,电容C1、C2可采用容值较小的无极性电容,由于无极性电容的使用,电路的可靠性得到大大地提高。
以上示意性的对本发明及其实施方式进行了描述,该描述没有限制性,附图中所示的也只是本发明的实施方式之一,实际的结构并不局限于此。所以,如果本领域的普通技术人员受其启示,在不脱离本发明创造宗旨的情况下,不经创造性的设计出与该技术方案相似的结构方式及实施例,均应属于本发明的保护范围。