CN107834886A - 一种单级升压逆变器及其控制方法 - Google Patents

一种单级升压逆变器及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种单级升压逆变器及其控制方法，属于电力电子变换器技术领域。包括功率开关管S1、S2、S3、S4和S5，二极管D1、D2、D3、电感L1和电容C1；电感L1一端连接输入电源Uin一端，电感L1另一端与二极管D1阳极相连；二极管D1阴极分别连接功率开关管S1的A端、功率开关管S2的A端和电容C1一端；二极管D2阳极分别连接电容C1另一端、功率开关管S3和S4的C端、二极管D3阳极；二极管D2阴极连接功率开关管S1的C端、功率开关管S5的A端和输入电源Uin另一端；针对现有技术的升压逆变器存在升压比低的问题，它的集成度高，升压变比较高。

Description

一种单级升压逆变器及其控制方法
技术领域
本发明涉及电力电子变换器技术领域，尤其涉及一种单级升压逆变器及其控制方法。
背景技术
在当前全球能源供应日益紧张的背景下，可再生能源分布式发电的控制与变换、交流起动机控制、电动汽车驱动、新型起动发电技术等，都离不开电力电子逆变技术。因此，开发高效、高可靠性、高功率密度和小体积的升压逆变技术，具有很大的现实意义。
传统的小功率逆变系统主要由直流升压电路和逆变电路这两级实现，其中逆变电路一般采用全桥式结构，开关器件较多，增加了系统的成本及控制的复杂性，占用空间大，并且由于两级变换影响了整个逆变器的转化效率，导致转化效率较低，升压变比低。
近年来越来越多的学者开始将研究目光转向单级式升压逆变器。2002年彭方正提出了Z源逆变器，解决了传统电压源逆变器的一些不足，Z源逆变器利用上下桥臂功率开关管的可控直通提升了逆变器输入侧直流母线电压，从而提高了输出交流电压，但这种逆变器拓扑结构较复杂、有起动冲击振荡、直流母线电压低于电容电压、电压增益受到直通占空比和调制比限制等不足，离实际应用还有待进一步研究。
文献《ANovel Single Stage Zero Leakage Current Transformer-lessInverter for Grid Connected PV Systems》IEEE2015，公开了一种单级逆变器，该逆变器是由反相和非反相CUK逆变器更换二极管组合而成。由于固有的Cuk变换器的升降压能力，使得输出电压可以高于或低于输入电压，且该逆变器输入电流纹波较低。其不足之处在于，该逆变器出发点是为了降低光伏阵列电压转换中的泄漏电流，开关器件较多，增加了电路的体积，且有2/3的开关器件工作在高频状态下，对开关器件的性能要求高，损耗大，降低了逆变器的效率。
发明内容
1.发明要解决的技术问题
针对现有技术的升压逆变器存在升压比低的问题，本发明提供了一种单级升压逆变器。它的集成度高，升压变比较高。
2.技术方案
为解决上述问题，本发明提供的技术方案为：
一种单级升压逆变器，包括功率开关管S1、S2、S3、S4和S5，二极管D1、D2、D3、电感L1和电容C1；
电感L1一端连接输入电源Uin一端，电感L1另一端与二极管D1阳极相连；
二极管D1阴极分别连接功率开关管S1的A端、功率开关管S2的A端和电容C1一端；
二极管D2阳极分别连接电容C1另一端、功率开关管S3和S4的C端、二极管D3阳极；
二极管D2阴极连接功率开关管S1的C端、功率开关管S5的A端和输入电源Uin另一端；
二极管D3阴极、功率开关管S2的C端和功率开关管S3的A端连接于节点a；
功率开关管S4的A端和功率开关管S5的C端连接于节点b；
节点a和b形成输出端。
优选地，所述电容C1为无极性电容。
优选地，还包括滤波器，所述的节点a和b与滤波器的输入端连接，滤波器的输出端连接电网或负载RO。
优选地，所述的滤波器为LC型，包括滤波电感L2和滤波电容C2，滤波电感L2一端与节点a连接，滤波电感L2另一端与滤波电容C2一端和负电网或载RO一端连接，滤波电容C2另一端和电网或负载RO另一端与节点b连接。
一种单级升压逆变器的控制方法，在输出电压uo大于零的正半周，当调制波大于载波时，控制功率开关管S1、S2、S4导通，S3、S5断开，二极管D1导通，D2、D3截止，输入电源Uin给电感L1充电；电容C1两端电压UC1与输出电压uo形成闭合回路，此时输出电压幅值Uom＝+mUC1，其中m为调制比；
当调制波小于载波时，控制功率开关管S4导通，S1、S2、.S3、S5断开，二极管D1、D2和D3均导通，输入电源Uin和电感L1为电容C1充电，电感L1处于放电状态和电流断续状态；二极管D3续流，输出电压幅值Uom＝0；
在输出电压uo小于零的负半周，当调制波大于载波时，控制功率开关管S1、S3、S5导通，S2、S4断开，二极管D1和D2均导通，D3截止，输入电源Uin给电感L1充电，电容C1两端电压UC1给电网或负载RO供电，输出电压幅值Uom＝-mUC1；
当调制波小于载波时，控制功率开关管S3和S5导通，S1、S2和S4断开，二极管D1和D2均导通，D3截止，输入电源Uin和电感L1为电容C1充电，电感L1处于放电状态和电流断续状态；二极管D2续流，滤波器给电网或负载RO供电，输出电压幅值Uom＝0。
一种单级升压逆变器，包括功率开关管S1、S2、S3、S4和S5，二极管D1、D3、D4、D5、电感L1和电容C1；
电感L1一端连接输入电源Uin一端，电感L1另一端与二极管D1阳极相连；
二极管D1阴极分别连接功率开关管S1的A端、功率开关管S2的A端和电容C1一端；
电容C1另一端、功率开关管S3和S4的C端、二极管D3和D4阳极连接；
功率开关管S1的C端、功率开关管S5的A端、二极管D5阴极和输入电源Uin另一端连接；
二极管D3阴极、功率开关管S2的C端和功率开关管S3的A端连接于节点a；
二极管D4阴极、二极管D5阳极、功率开关管S4的A端和功率开关管S5的C端连接于节点b；
节点a和b形成输出端。
优选地，所述电容C1为无极性电容。
优选地，还包括滤波器，所述的节点a和b与滤波器的输入端连接，滤波器的输出端连接负载RO。
优选地，所述的滤波器为LC型，包括滤波电感L2和滤波电容C2，滤波电感L2一端与节点a连接，滤波电感L2另一端与滤波电容C2一端和电网或负载RO一端连接，滤波电容C2另一端和电网或负载RO另一端与节点b连接。
一种单级升压逆变器的控制方法，在输出电压uo大于零的正半周，当调制波大于载波时，控制功率开关管S1、S2、S4导通，S3、S5断开，二极管D1导通，D3、D4和D5截止，输入电源Uin给电感L1充电；电容C1两端电压UC1给电网或负载RO供电，此时输出电压幅值Uom＝+mUC1，其中m为调制比；
当调制波小于载波时，控制功率开关管S4导通，S1、S2、.S3、S5断开，二极管D1、D3、D4和D5均导通，输入电源Uin和电感L1为电容C1充电，电感L1处于放电状态和电流断续状态；滤波器为电网或负载RO供电，输出电压幅值Uom＝0；
在输出电压uo小于零的负半周，当调制波大于载波时，控制功率开关管S1、S3、S5导通，S2、S4断开，二极管D1导通，D3、D4和D5均截止，输入电源Uin给电感L1充电，电容C1两端电压UC1为电网或负载RO供电，输出电压幅值Uom＝-mUC1；
当调制波小于载波时，控制功率开关管S3导通，S1、S2、S4和S5均断开，二极管D1、D4和D5均导通，D3截止，输入电源Uin和电感L1为电容C1充电，电感L1处于放电状态和电流断续状态；滤波器给电网或负载RO供电，输出电压幅值Uom＝0。
3.有益效果
采用本发明提供的技术方案，与现有技术相比，具有如下有益效果：
(1)本发明的一种单级升压逆变器及其控制方法，在输出电压大于零的正半周期和小于零的负半周期分别工作在不同的模态，形成不同的逆变回路，可以实现升压逆变，即在电源时，该逆变器能正常完成逆变功能，并有稳定的交流输出，可以达到较高的升压变比；
(2)本发明的一种单级升压逆变器及其控制方法，属于集成式逆变器，集成式逆变器显著减少了元件数量，降低了系统成本并提高了集成度，电路占用空间小；
(3)本发明的一种单级升压逆变器及其控制方法，具有较高的升压能力，通过控制5个功率开关管S1至S5的导通与关断，实现升压与逆变功能，将太阳能板的电压转换输出，具有电路组成元件减少，电路结构简单且电能转换效率较高等诸多优点；
(4)本发明的一种单级升压逆变器及其控制方法，克服了传统两级逆变器的缺点，与其他单级升压逆变器相比，具有电路结构简单、控制方案简单、功率器件少、效率高、成本低，开关损耗小、工作寿命长、集成度高等优点；
(5)本发明的一种单级升压逆变器及其控制方法，在传统两级串联的升压逆变器中，前级升压变换器的输出端需要设置滤波器，后级逆变器输出端也需要设置滤波器，滤波器占用空间大，且设计繁琐，无疑会增大整个电路的体积及电路设计成本，本申请的单级式升压逆变器创造性地克服了上述缺点，仅需一个滤波器，占用空间小；
(6)本发明的一种单级升压逆变器及其控制方法，因电容C1为储能元件，起到能量转化的作用，电容C1为无极性电容，使得电路工作可靠，增加了电路的工作寿命。
附图说明
图1是本发明实施例1的电路结构示意图；
图2是本发明工作模态一的示意图。
图3是本发明工作模态二的示意图。
图4是本发明工作模态三的示意图。
图5是本发明工作模态四的示意图。
图6是本发明工作模态五的示意图。
图7是本发明工作模态六的示意图。
图8是本发明实施例1-3中各个功率开关管的驱动波形示意图。
图9是本发明部分电流和电压波形图示意图。
图10是本发明实施例4的电路结构的示意图。
图11是本发明工作模态a的示意图。
图12是本发明工作模态b的示意图。
图13是本发明工作模态c的示意图。
图14是本发明工作模态d的示意图。
图15是本发明工作模态e的示意图。
图16是本发明工作模态f的示意图。
图17是本发明实施例4-7中各个功率开关管的驱动波形示意图。
具体实施方式
为进一步了解本发明的内容，结合附图及实施例对本发明作详细描述。
滤波器输出端电压，即负载RO两端的电压记为输出电压uo，对应输出电压幅值Uom；节点a和b之间的电压记为uab；功率开关管S1、S2、S3、S4和S5可以使用IGBT，也可以使用MOSEFET等其他功率开关管。当使用IGBT时，功率开关管S1、S2、S3、S4和S5的A端、B端和C端分别对应代表功率开关管S1、S2、S3、S4和S5的集电极、基极和发射极，当使用MOSEFET时，功率开关管S1、S2、S3、S4和S5的A端、B端和C端分别对应代表功率开关管S1、S2、S3、S4和S5的漏极、栅极和源极。
实施例1
如图1-7，一种单级升压逆变器，包括功率开关管S1、S2、S3、S4和S5，二极管D1、D2、D3、电感L1和电容C1；电感L1一端连接输入电源Uin一端，电感L1另一端与二极管D1阳极相连；二极管D1阴极分别连接功率开关管S1的A端、功率开关管S2的A端和电容C1一端；二极管D2阳极分别连接电容C1另一端、功率开关管S3和S4的C端、二极管D3阳极；二极管D2阴极连接功率开关管S1的C端、功率开关管S5的A端和输入电源Uin另一端；二极管D3阴极、功率开关管S2的C端和功率开关管S3的A端连接于节点a；功率开关管S4的A端和功率开关管S5的C端连接于节点b；节点a和b形成输出端。
不同于现有技术中的升压变换器和逆变器的串联组合构成的升压逆变器，本申请的发明人创造性地提出了一种单级升压逆变器，克服了传统两级逆变器的缺点，逆变的同时完成了升压的过程，减少了元器件的数量，尤其是功率器件数量较少，从而降低了开关损耗以及成本，且集成度高，体积小，升压变比高。
实施例2
如图1-7，本实施例的一种单级升压逆变器，在实施例1的基础上，还包括滤波器，所述的节点a和b与滤波器的输入端连接，滤波器的输出端与负载RO连接，进一步地，在本实施例中，滤波器为LC型，包括滤波电感L2和滤波电容C2，滤波电感L2一端与节点a连接，滤波电感L2另一端与滤波电容C2一端和电网或负载RO一端连接，滤波电容C2另一端和电网或负载RO另一端与节点b连接。
本实施例完成升压逆变，滤波器的输出端，即输出电压uo直接为负载Ro供电，或者将输出电压uo反馈到电网中去。
本实施例还包括一种单级升压逆变器的控制方法，向功率开关管S1、S2、S3、S4和S5的门极输入控制信号，波形如图8所示，从上至下依次为功率开关管S1、S2、S3、S4和S5的门极输入信号，其中功率开关S1一直工作在高频状态下，功率开关管S2在输出电压uo的正半周内工作在高频状态下，剩余的负半周内工作工频状态下；功率开关管S3、S4和S5一直工作在工频状态下，与背景技术中的对比文献(《ANovel Single Stage Zero Leakage CurrentTransformer-less Inverter for Grid Connected PV Systems》)相比，使用的开关管数量少，且该文献中有四个功率开关管处于高频状态下工作，这无疑会增大开关损耗，且降低功率开关管的使用寿命，进而降低整个升压逆变器的转换效率和使用寿命；另外该文献的功率开关管的数量比本申请要多出一个，这无疑会增大升压逆变器的体积；而本申请的升压逆变器的电路结构创造性的解决了以上问题，其工作模态包括模态一、模态二、模态三、模态四、模态五和模态六，详细情况如下：
模态一
结合图8和9，在输出电压uo大于零的正半周，当调制波大于载波时，如图2所示，模态一，控制功率开关管S1、S2、S4导通，S3、S5断开，二极管D1导通，D2和D3均截止；输入电源Uin、电感L1、二极管D1和功率开关管S1形成闭合回路，输入电源Uin向电感L1充电，流经电感L1上的电流iL1线性增加；电容C1、功率开关管S2、滤波器和功率开关管S4形成闭合回路，电容C1两端电压UC1向电网或负载RO供电，此时输出电压幅值Uom＝+mUC1，其中m为调制比；
模态二
结合图8和9，当调制波小于载波时，如图3所示，控制功率开关管S4导通，S1、S2、.S3、S5断开，二极管D1、D2和D3均导通，输入电源Uin、电感L1、二极管D1、电容C1和二极管D2形成闭合回路，输入电源Uin和电感L1为电容C1充电，电感L1处于放电状态和电流断续状态，流经电感L1上的电流iL1线性减少直到为零，如图4所示，二极管D1和D2截止，形成模态三；二极管D3、滤波器和功率开关管S4形成闭合回路，滤波器为电网或负载RO供电，输出电压幅值Uom＝0。
在输出电压uo大于零的正半周，按照模态一、二和三的顺序不断重复进行，模态一中，利用二极管D1单向导通作用，形成闭合回路，输入电源Uin存储的电能转移到电感L1上，与此同时，通过控制功率开关管S2、S4导通，将电容C1上的电能转移到输出端，经过滤波器的调制滤波作用形成输出电压uo；模态二中，再次利用二极管D1单向导通作用，形成闭合回路，输入电源Uin和电感L1一起向电容C1充电，通过控制功率开关管S4导通，利用二极管D3单向导通作用进行续流，由滤波器向电网或负载RO供电，经过滤波器的调制滤波作用形成输出电压uo。
模态四
结合图8和9，在输出电压uo小于零的负半周，当调制波大于载波时，如图5所示，控制功率开关管S1、S3、S5导通，S2、S4断开，二极管D1均导通，D2和D3截止，输入电源Uin、电感L1、二极管D1和功率开关管S1形成闭合回路，输入电源Uin向电感L1充电，流经电感L1上的电流iL1线性增加；电容C1、功率开关管S1、S3、S5和滤波器形成闭合回路，电容C1两端电压UC1向电网或负载RO供电，此时输出电压幅值Uom＝-m UC1，其中m为调制比；
模态五
当调制波小于载波时，如图6所示，控制功率开关管S3和S5导通，S1、S2和S4断开，二极管D1和D2均导通，D3截止，输入电源Uin、电感L1、二极管D1、电容C1和二极管D2形成闭合回路，输入电源Uin和电感L1为电容C1充电，电感L1处于放电状态和电流断续状态，流经电感L1上的电流iL1线性减少直到为零，如图7所示，二极管D1截止，形成模态六；二极管D2、滤波器和功率开关管S3和S5形成闭合回路，滤波器给电网或负载RO供电，输出电压幅值Uom＝0。在输出电压uo小于零的负半周，按照模态四、五和六的顺序不断重复进行。
为简化分析做如下假设：(1)电路中所有元件均为理想器件；(2)本申请的升压逆变器工作于稳定状态；(3)开关周期为T。
假设功率开关管S1开通时间与开关周期的比为占空比Di，根据规则型对称采样规律，可得占空比为：
Di＝Msinωti (1)
在0～DiT时，功率开关管S1开通，即在模态一和四的状态下：
在DiT-(Di+Di’)T时，功率开关管S1关断，即在模态二和五的状态下：
其中，iL1为流过储能电感L1上的电流，Uin为输入电源，UC1为储能电容C1两端电压，T为开关周期，Di’为关断占空比；由于本申请的升压逆变器工作在电感不连续导电模式下，显然，Di+Di’<1，根据伏秒平衡，可得：
UinDiT＝(UC1-Uin)Di’T (4)
对于逆变电路，如果忽略电路中所有元器件损耗，则输入功率等于输出功率，从而可得：
其中，Uom为逆变器输出电压的幅，Uom＝mUC1；
由于输入平均电流与电感平均电流相等，即：
Ii＝IL1 (6)
其中，Ii为输入平均电流。
而电感L1上的电流平均值为：
式中ΔiL1为电感L1的电流变化量；
根据式(4)～(8)可解得：输入电压与直流母线电压之间的关系为：
其中，Di取有效值，则
则输入电压与输出电压幅值之间的关系为：
经过比对，本实施例的一种单级升压逆变器的工作原理不同于传统的升压变换器和逆变器组合的升压逆变方式，主要包括以下几点：
1、本申请的升压逆变器是一体的，单级的，不需要考虑升压变换器输出端和逆变器输入端之间互相匹配的问题，集成度高；
2、传统两级串联的升压逆变器的前级升压变换器的输出端需要设置滤波器，后级逆变器输出端也需要设置滤波器，滤波器占用空间大，且设计繁琐，无疑会增大整个电路的体积及电路设计成本，本申请的单级式升压逆变器创造性地克服了上述缺点，仅需一个滤波器，占用空间小；
3、传统两级串联的升压逆变器还需要考虑前级输出与后级输入相匹配的问题，增大了设计了成本，本申请的单级式升压逆变器不存在这一问题；
4、本申请与升压变换器和全桥逆变电路组合的升压逆变方式相比，本申请中各个开关工作的模态与之完全不同，通过控制二极管和功率开关管组合导通和关断作用形成模态一至六，最终可以实现升压比值大；
5、本申请的单级式升压逆变器功率开关管的控制电路简单，设计方便，成本低，不像传统两级串联的升压逆变器，前后级需要分别控制，电路设计和控制成本高。
相比Z源逆变器拓扑结构较复杂、直流母线电压低于电容电压、电压增益受到直通占空比和调制比的限制等缺点，本发明具有电压增益高，逆变器输入侧直流母线电压(指本申请中电容C1两端电压)的可控性提升，开关损耗小等优点；与其他单级升压逆变器相比：
1、本申请的升压逆变器显著减少了元件数量，降低了系统成本并提高了集成度；
2、与传统的两级式升压逆变器相比，不需要考虑前后级匹配的问题，且大幅提高升压比，电压可调范围广；
3、仅采用了五个功率开关管，仅两个功率开关管工作在高频状态下，降低了开关损耗，逆变效率高；
4、与传统的电路结构相比，并不是所有的功率开关管均并联了二极管，减少了电路元件数量，使得电路结构简单，占用空间小；
5、电感、电容参数小，电路中直流母线电容使用无极性电容，使得电路工作可靠，增加了电路的工作寿命，降低维护管理成本；
6、产生任意期望的输出交流电压，特别是比输入电压高的电压；
7、输出电压/电流的THD较低；
8、输入电流纹波较小；
9、采用单闭环输出电压控制的方法，结构简单，动态响应快，跟踪性能好，对电源及负载的波动具有较强的抑制能力。
实施例3
本实施例的一种单级升压逆变器，基本结构同实施例1或2，进一步地，因电容C1为储能元件，起到能量转化的作用，电容C1为无极性电容，使得电路工作可靠，增加了电路的工作寿命；本实施例的一种单级升压逆变器的控制方法同实施例2。
实施例4
如图10，一种单级升压逆变器，包括功率开关管S1、S2、S3、S4和S5，二极管D1、D3、D4、D5、电感L1和电容C1；电感L1一端连接输入电源Uin一端，电感L1另一端与二极管D1阳极相连；二极管D1阴极分别连接功率开关管S1的A端、功率开关管S2的A端和电容C1一端；电容C1另一端、功率开关管S3和S4的C端、二极管D3和D4阳极连接；功率开关管S1的C端、功率开关管S5的A端、二极管D5阴极和输入电源Uin另一端连接；二极管D3阴极、功率开关管S2的C端和功率开关管S3的A端连接于节点a；二极管D4阴极、二极管D5阳极、功率开关管S4的A端和功率开关管S5的C端连接于节点b；节点a和b形成输出端。
实施例5
如图10，一种单级升压逆变器，基本结构同实施例4，还包括滤波器，所述的节点a和b与滤波器的输入端连接，滤波器的输出端连接负载RO。进一步地，所述的滤波器为LC型，包括滤波电感L2和滤波电容C2，滤波电感L2一端与节点a连接，滤波电感L2另一端与滤波电容C2一端和电网或负载RO一端连接，滤波电容C2另一端和电网或负载RO另一端与节点b连接。
实施例6
如图10，一种单级升压逆变器，基本结构同实施例4和5，因电容C1为储能元件，起到能量转化的作用，电容C1为无极性电容，使得电路工作可靠，增加了电路的工作寿命。
实施例7
如图10，一种单级升压逆变器，基本结构同实施例4、5和6，一种单级升压逆变器的控制方法，通过控制功率开关管的导通顺序实现对单级升压逆变器的控制，包括模态a-f，分别详细描述如下：
模态a
如图17和16，在输出电压uo大于零的正半周，当调制波大于载波时，如图11，控制功率开关管S1、S2、S4导通，S3、S5断开，二极管D1导通，D3、D4和D5截止，输入电源Uin、电感L1、二极管D1和功率开关管S1形成闭合回路，输入电源Uin向电感L1充电，流经电感L1上的电流iL1线性增加；电容C1、功率开关管S2、S4和滤波器形成闭合回路，电容C1两端电压UC1向电网或负载RO供电，此时输出电压幅值Uom＝-m UC1，其中m为调制比；
模态b
当调制波小于载波时，如图12，控制功率开关管S4导通，S1、S2、.S3、S5断开，二极管D1、D3、D4和D5均导通，输入电源Uin、电感L1、二极管D1、电容C1、二极管D4和D5形成闭合回路，输入电源Uin和电感L1向电容C1充电，电感L1处于放电状态和电流断续状态，流经电感L1上的电流iL1线性减小，直到为零，二极管D1、D4和D5均截止，如图13，形成模态c；二极管D3、功率开关管S4和滤波器形成闭合回路，滤波器为电网或负载RO供电，输出电压幅值Uom＝0；在输出电压uo大于零的正半周，按照模态a、b和c的顺序不断重复进行工作。
模态d
如图17和16，在输出电压uo小于零的负半周，如图14，当调制波大于载波时，控制功率开关管S1、S3、S5导通，S2、S4断开，二极管D1导通，D3、D4和D5均截止，输入电源Uin、电感L1、二极管D1和功率开关管S1形成闭合回路，输入电源Uin向电感L1充电，流经电感L1上的电流iL1线性增加；电容C1、功率开关管S1、S3、S5和滤波器形成闭合回路，电容C1两端电压UC1向电网或负载RO供电，此时输出电压幅值Uom＝-m UC1，其中m为调制比；输入电源Uin给电感L1充电，电容C1两端电压UC1为电网或负载RO供电，输出电压幅值Uom＝-mUC1；
模态e
当调制波小于载波时，控制功率开关管S3导通，S1、S2、S4和S5均断开，二极管D1、D4和D5均导通，D3截止，输入电源Uin、电感L1、二极管D1、电容C1、二极管D4和D5形成闭合回路，输入电源Uin和电感L1向电容C1充电，电感L1处于放电状态和电流断续状态，流经电感L1上的电流iL1线性减小，直到为零，二极管D1和D5均截止，如图16，形成模态f；二极管D4、功率开关管S3和滤波器形成闭合回路，滤波器给电网或负载RO供电，输出电压幅值Uom＝0。在输出电压uo小于零的负半周，按照模态d、e和f的顺序不断重复进行工作。
本实施例中输入电压与输出电压幅值之间的关系计算同实施例2，与传统的升压逆变器相比，变比高，可调范围大。
本发明工作时，在输出电压大于零的正半周期和小于零的负半周期分别工作在不同的模态，形成不同的升压逆变回路。功率开关管S1的控制信号为高频开关信号，功率开关管S2在输出电压uo大于零的正半周时工作在高频状态，而在负半周期时处于关断状态；功率开关管S3和功率开关管S4采用半周期常关(开)的工作方式，减小了开关损耗；功率开关管S3和功率开关管S5的调制方式一致，使得电路结构简单，控制方便。
由于功率开关管S1和功率开关管S2正半周期为SPWM调制，所以电感L1的电流波形包络线也为正弦半波；如图9所示。本发明专利申请的负载两侧输出电压为正弦交流电压，滤波器只需滤除开关频率处的高次谐波既可得到高质量的正弦波输出电压，即输出LC滤波器只需很小的参数既可达到滤波目的，该逆变器电路中电容C1采用无极性电容，提高了逆变器工作可靠性，增加了逆变器的工作寿命。
该电路的控制方案也比较简单，同实施例1-6，采用传统的单闭环输出电压控制方案，使逆变器在输入电源Uin波动较大时由于电容C1电压不能突变，使电路仍能得到质量较好的输出电压uo，抗干扰能力强，稳定性好。
为实现以上工作原理，本发明采用的是电压单闭环控制，选取输出电压作为反馈电压，乘以一定系数后与给定电压Uref相比较，误差值经调节器调节后与三角波比较产生脉冲信号控制功率开关管S1和S2的开通与关断，另外，功率开关管S3、S4和S5的导通关断时刻由脉冲信号直接给出，保持半个正弦波周期的常开常关，相互互补。控制的效果使得输出电压uo大于零时，功率开关管S4常开，S3、S5关断，S1、S2调制工作；在输出电压uo小于零的负半周，功率开关管S3、S5常开，S2、S4关断，S1调制工作。
经过比对，本实施例的一种单级升压逆变器的工作原理不同于传统的升压变换器和逆变器组合的升压逆变方式，主要包括以下几点：
1、本申请的升压逆变器是一体的，单级的，不需要考虑升压变换器输出端和逆变器输入端之间互相匹配的问题，集成度高；
2、传统两级串联的升压逆变器的前级升压变换器的输出端需要设置滤波器，后级逆变器输出端也需要设置滤波器，滤波器占用空间大，且设计繁琐，无疑会增大整个电路的体积及电路设计成本，本申请的单级式升压逆变器创造性地克服了上述缺点，仅需一个滤波器，占用空间小；
3、传统两级串联的升压逆变器还需要考虑前级输出与后级输入相匹配的问题，增大了设计了成本，本申请的单级式升压逆变器不存在这一问题；
4、本申请与升压变换器和全桥逆变电路组合的升压逆变方式相比，本申请中各个开关工作的模态与之完全不同，通过控制二极管和功率开关管组合导通和关断作用形成模态一至六，最终可以实现升压比值大；
5、本申请的单级式升压逆变器功率开关管的控制电路简单，设计方便，成本低，不像传统两级串联的升压逆变器，前后级需要分别控制，电路设计和控制成本高。
相比Z源逆变器拓扑结构较复杂、直流母线电压低于电容电压、电压增益受到直通占空比和调制比的限制等缺点，本发明具有电压增益高，逆变器输入侧直流母线电压(指本申请中电容C1两端电压)的可控性提升，开关损耗小等优点；与其他单级升压逆变器相比：
1、本申请的升压逆变器显著减少了元件数量，降低了系统成本并提高了集成度；
2、与传统的两级式升压逆变器相比，不需要考虑前后级匹配的问题，且大幅提高升压比，电压可调范围广；
3、仅采用了五个功率开关管，仅两个功率开关管工作在高频状态下，降低了开关损耗，逆变效率高；
4、与传统的电路结构相比，并不是所有的功率开关管均并联了二极管，减少了电路元件数量，使得电路结构简单，占用空间小；
5、电感、电容参数小，电路中直流母线电容使用无极性电容，使得电路工作可靠，增加了电路的工作寿命，降低维护管理成本；
6、产生任意期望的输出交流电压，特别是比输入电压高的电压；
7、输出电压/电流的THD较低；
8、输入电流纹波较小；
9、采用单闭环输出电压控制的方法，结构简单，动态响应快，跟踪性能好，对电源及负载的波动具有较强的抑制能力。

Claims (10)

1.一种单级升压逆变器，其特征在于：包括功率开关管S1、S2、S3、S4和S5，二极管D1、D2、D3、电感L1和电容C1；
电感L1一端连接输入电源Uin一端，电感L1另一端与二极管D1阳极相连；
二极管D1阴极分别连接功率开关管S1的A端、功率开关管S2的A端和电容C1一端；
二极管D2阳极分别连接电容C1另一端、功率开关管S3和S4的C端、二极管D3阳极；
二极管D2阴极连接功率开关管S1的C端、功率开关管S5的A端和输入电源Uin另一端；
二极管D3阴极、功率开关管S2的C端和功率开关管S3的A端连接于节点a；
功率开关管S4的A端和功率开关管S5的C端连接于节点b；
节点a和b形成输出端。
2.根据权利要求1所述的一种单级升压逆变器，其特征在于：所述电容C1为无极性电容。
3.根据权利要求1或2所述的一种单级升压逆变器，其特征在于：还包括滤波器，所述的节点a和b与滤波器的输入端连接，滤波器的输出端连接电网或负载RO。
4.根据权利要求3所述的一种单级升压逆变器，其特征在于：所述的滤波器为LC型，包括滤波电感L2和滤波电容C2，滤波电感L2一端与节点a连接，滤波电感L2另一端与滤波电容C2一端和电网或负载RO一端连接，滤波电容C2另一端和电网或负载RO另一端与节点b连接。
5.根据权利要求1-4任一项所述的一种单级升压逆变器的控制方法，其特征在于：在输出电压uo大于零的正半周，当调制波大于载波时，控制功率开关管S1、S2、S4导通，S3、S5断开，二极管D1导通，D2、D3截止，输入电源Uin给电感L1充电；电容C1两端电压UC1与输出电压uo形成闭合回路，此时输出电压幅值Uom＝+mUC1，其中m为调制比；
当调制波小于载波时，控制功率开关管S4导通，S1、S2、.S3、S5断开，二极管D1、D2和D3均导通，输入电源Uin和电感L1为电容C1充电，电感L1处于放电状态和电流断续状态；二极管D3续流，输出电压幅值Uom＝0；
在输出电压uo小于零的负半周，当调制波大于载波时，控制功率开关管S1、S3、S5导通，S2、S4断开，二极管D1和D2均导通，D3截止，输入电源Uin给电感L1充电，电容C1两端电压UC1给负载RO供电，输出电压幅值Uom＝-mUC1；
当调制波小于载波时，控制功率开关管S3和S5导通，S1、S2和S4断开，二极管D1和D2均导通，D3截止，输入电源Uin和电感L1为电容C1充电，电感L1处于放电状态和电流断续状态；二极管D2续流，滤波器给电网或负载RO供电，输出电压幅值Uom＝0。
6.一种单级升压逆变器，其特征在于：包括功率开关管S1、S2、S3、S4和S5，二极管D1、D3、D4、D5、电感L1和电容C1；
电感L1一端连接输入电源Uin一端，电感L1另一端与二极管D1阳极相连；
二极管D1阴极分别连接功率开关管S1的A端、功率开关管S2的A端和电容C1一端；
电容C1另一端、功率开关管S3和S4的C端、二极管D3和D4阳极连接；
功率开关管S1的C端、功率开关管S5的A端、二极管D5阴极和输入电源Uin另一端连接；
二极管D3阴极、功率开关管S2的C端和功率开关管S3的A端连接于节点a；
二极管D4阴极、二极管D5阳极、功率开关管S4的A端和功率开关管S5的C端连接于节点b；
节点a和b形成输出端。
7.根据权利要求6所述的一种单级升压逆变器，其特征在于：所述电容C1为无极性电容。
8.根据权利要求6或7所述的一种单级升压逆变器，其特征在于：还包括滤波器，所述的节点a和b与滤波器的输入端连接，滤波器的输出端连接电网或负载RO。
9.根据权利要求8所述的一种单级升压逆变器，其特征在于：所述的滤波器为LC型，包括滤波电感L2和滤波电容C2，滤波电感L2一端与节点a连接，滤波电感L2另一端与滤波电容C2一端和电网或负载RO一端连接，滤波电容C2另一端和电网或负载RO另一端与节点b连接。
10.根据权利要求6-9任一项所述的一种单级升压逆变器的控制方法，其特征在于：在输出电压uo大于零的正半周，当调制波大于载波时，控制功率开关管S1、S2、S4导通，S3、S5断开，二极管D1导通，D3、D4和D5截止，输入电源Uin给电感L1充电；电容C1两端电压UC1给电网或负载RO供电，此时输出电压幅值Uom＝+mUC1，其中m为调制比；
当调制波小于载波时，控制功率开关管S4导通，S1、S2、.S3、S5断开，二极管D1、D3、D4和D5均导通，输入电源Uin和电感L1为电容C1充电，电感L1处于放电状态和电流断续状态；滤波器为电网或负载RO供电，输出电压幅值Uom＝0；
在输出电压uo小于零的负半周，当调制波大于载波时，控制功率开关管S1、S3、S5导通，S2、S4断开，二极管D1导通，D3、D4和D5均截止，输入电源Uin给电感L1充电，电容C1两端电压UC1为电网或负载RO供电，输出电压幅值Uom＝-mUC1；
当调制波小于载波时，控制功率开关管S3导通，S1、S2、S4和S5均断开，二极管D1、D4和D5均导通，D3截止，输入电源Uin和电感L1为电容C1充电，电感L1处于放电状态和电流断续状态；滤波器给电网或负载RO供电，输出电压幅值Uom＝0。
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