CN113783455A - 一种可抑制漏电流的光伏逆变器及其控制方法 - Google Patents

一种可抑制漏电流的光伏逆变器及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种可抑制漏电流的光伏逆变器及其控制方法，属于电力电子变换器技术领域。包括功率开关管S1、S2、S3、S4和S5，二极管D1、D2、D3、开关电容C1；功率开关管S1、S2、S5和功率开关管S3、S4组成逆变桥的两个桥臂，开关电容C1的一端连接在功率开关管S1和S2之间，开关电容C1的另一端连接功率开关管S4和S5之间。在交流输出波形的正半周期内，由直流输入侧直接向负载端提供能量；在负半周期内，由开关电容C1给负载端提供能量。由于电路中直流侧电压负极与交流侧的地线直接相连，从结构特点上可以抑制电路中漏电流的产生。针对现有的并网逆变器漏电流问题，本发明效率高，可靠性优势明显。

Description

一种可抑制漏电流的光伏逆变器及其控制方法
技术领域
本发明涉及电力电子变换器技术领域，尤其涉及一种可抑制漏电流的光伏逆变器及其控制方法。
背景技术
在当前全球能源供应日益紧张的背景下，可再生能源分布式发电的控制与变换、交流起动机控制、电动汽车驱动、新型起动发电等技术，都离不开电力电子逆变技术。因此，开发高效、高可靠性、高功率密度和小体积的升压逆变技术，具有很大的现实意义。
传统的小功率逆变系统主要由直流升压电路和逆变电路这两级实现，其中逆变电路一般采用全桥式结构，开关器件较多，增加了系统的成本及控制的复杂性，占用空间大，并且由于两级变换影响了整个逆变器的转化效率，导致转化效率较低，升压变比低。
近年来越来越多的学者开始将研究目光转向单级式升压逆变器。2002年彭方正提出了Z源逆变器，解决了传统电压源逆变器的一些不足，Z源逆变器利用上下桥臂功率开关管的可控直通提升了逆变器输入侧直流母线电压，从而提高了输出交流电压，但这种逆变器拓扑结构较复杂、有起动冲击振荡、直流母线电压低于电容电压、电压增益受到直通占空比和调制比限制等不足，离实际应用还有待进一步研究。
文献《A Novel Single Stage Zero Leakage Current Transformer-lessInverter for Grid Connected PV Systems》IEEE2015，公开了一种单级逆变器，该逆变器是由反相和非反相CUK逆变器更换二极管组合而成。由于固有的Cuk变换器的升降压能力，使得输出电压可以高于或低于输入电压，且该逆变器输入电流纹波较低。其不足之处在于，该逆变器出发点是为了降低光伏阵列电压转换中的泄漏电流，开关器件较多，增加了电路的体积，且有2/3的开关器件工作在高频状态下，对开关器件的性能要求高，损耗大，降低了逆变器的效率。
发明内容
1.发明要解决的技术问题
针对现有技术的光伏逆变器存在漏电流的问题，本发明提供了一种可抑制漏电流的光伏逆变器，其效率高，可靠性优势明显。
2.技术方案
为达到上述目的，本发明提供的技术方案为：
本发明的一种可抑制漏电流的光伏逆变器，包括功率开关管S1、S2、S3、S4和S5，以及开关电容C1；
功率开关管S1、S2、S5和功率开关管S3、S4分别组成逆变桥的两个桥臂；
开关电容C1的一端连接在功率开关管S1和S2之间，另一端连接功率开关管S4和S5之间；
直流输入侧为由光伏电源板PV和电容Cin组成的并联电路；直流输入侧与负载端接于节点b，所述的节点b接地；所述的负载端接入电网或负载R0；
在交流输出波形的正半周期内，由直流输入侧直接向负载端提供能量；在负半周期内，由开关电容C1给负载端提供能量；
节点a和b形成输出端，负载端接入节点a和b之间。
更进一步地，所述开关电容C1为无极性电容。
更进一步地，还包括滤波器，所述的节点a和b与滤波器的输入端连接，滤波器的输出端连接电网或负载R0。
更进一步地，所述的滤波器为LC型或LCL型，根据逆变器运行状态不同进行调整。
当逆变器独立运行时，所述的滤波器为LC型，包括滤波电感L1和滤波电容C，滤波电感L1一端与节点a连接，滤波电感L1另一端与滤波电容C一端和负载R0一端连接，滤波电容C另一端和负载R0另一端与节点b连接。
当逆变器并网运行时，所述的滤波器为LCL型，包括逆变侧滤波电感L1、滤波电容C和并网侧滤波电感L2，逆变侧滤波电感L1一端与节点a连接，逆变侧滤波电感L1另一端与滤波电容C一端和并网侧滤波电感L2的一端连接，并网侧滤波电感L2的另一端与电网的一端相连，滤波电容C另一端和电网另一端与节点b连接。
本发明的一种可抑制漏电流的光伏逆变器的控制方法，其特征在于：在输出电压ug大于零的正半周，功率开关管S5一直导通，S1、S2、S4一直关断；
当调制波大于载波时，控制功率开关管导通S3导通，输入电源Uin给负载端供电；此时桥臂电压Uab＝Uin，电压幅值Ugm＝+mUin，其中m为调制比；
当调制波小于载波时，控制功率开关管S3断开，滤波器通过功率开关管S5和S4的反并联二极管进行放电，桥臂电压Uab＝0，输出电压幅值Ugm＝0；
其中，输入电源Uin为直流输入侧电压，即光伏电源板PV电压；桥臂电压Uab为a、b节点间电压。
更进一步地，在输出电压ug小于零的负半周，功率开关管S4一直导通，S3、S5一直关断；
当调制波大于载波时，控制功率开关管S2导通，S1断开，开关电容C1给负载端提供能量，桥臂电压Uab＝-UC1，输出电压幅值Ugm＝-mUC1；
当调制波小于载波时，控制功率开关管S1导通，S2断开，输入电源Uin通过功率开关管S1和S5的反并联二极管为开关电容C1充电，滤波器通过功率开关管S4和S5的反并联二极管进行放电，桥臂电压Uab＝0，输出电压幅值Ugm＝0；
其中，UC1为电容C1电压。
3.有益效果
采用本发明提供的技术方案，与已有的公知技术相比，具有如下显著效果：
(1)本发明的一种可抑制漏电流的光伏逆变器，在全桥电路的基础上，通过引入开关电容在交流输出的负半周期内提供能量，从而实现逆变，即在有电源时，该逆变器能正常完成逆变功能，并有稳定的交流输出；并将直流输入侧的负极与交流输出侧的中性点直接相连接，从结构特点上抑制电路中漏电流的产生。
(2)本发明的一种可抑制漏电流的光伏逆变器，克服了传统半桥或全桥逆变器的缺点，与其他可抑制漏电流的逆变器相比，具有电路结构简单、控制方案简单、功率器件少、效率高、成本低，开关损耗小、工作寿命长等优点。因电容C1为储能元件，起到能量传递的作用，电容C1为无极性电容，使得电路工作可靠，增加了电路的工作寿命。
(3)本发明的一种可抑制漏电流的光伏逆变器在基于传统全桥结构上改进的可抑制漏电流的逆变器中，通过引入多个功率器件如功率开关管或二极管实现直流侧解耦、交流侧解耦或中性点钳位作用，实现共模电压的恒定，从而实现减小漏电流，但由于功率器件的引入，导致逆变器能量转化效率的降低，体积的增大，但抑制漏电流的效果有限，同时由于功率开关管数量的增多，使逆变器的控制也变得更为复杂，本发明的可抑制漏电流的逆变器创造性地克服了上述缺点，仅需增加一个开关管和一个电容，占用空间小。
(4)本发明的一种可抑制漏电流的光伏逆变器的控制方法，调制策略属于混合调制，在输出波形的正半周期内，只需要一个开关器件工作在SPWM状态和一个开关器件工作在低频状态；在负半周期内，两个开关器件工作在SPWM状态，一个开关管工作在工频导通状态；通过控制5个功率开关管S1至S5的导通与关断，在实现逆变功能的同时，由于其电路结构特点，能够完全抑制漏电流，电路结构简单且电能转换效率较高等诸多优点。
附图说明
图1是本发明实施例1的电路结构示意图；
图2是本发明的逆变器在工作模态一下的电路结构示意图；
图3是本发明的逆变器在工作模态二下的电路结构示意图；
图4是本发明的逆变器在工作模态三下的电路结构示意图；
图5是本发明的逆变器在工作模态四下的电路结构示意图；
图6是本发明实施例1-3中各个功率开关管的驱动波形示意图；
图7是本发明部分电流和电压波形图示意图。
具体实施方式
为进一步了解本发明的内容，结合附图和实施例对本发明作详细描述。
滤波器输出端电压，即负载R0或电网两端的电压记为输出电压ug，对应输出电压幅值Ugm；节点a和b之间的电压记为Uab；功率开关管S1、S2、S3、S4和S5可以使用IGBT，也可以使用MOSEFET等其他功率开关管。当使用IGBT时，功率开关管S1、S2、S3、S4和S5的A端、B端和C端分别对应代表功率开关管S1、S2、S3、S4和S5的集电极、基极和发射极，当使用MOSEFET时，功率开关管S1、S2、S3、S4和S5的A端、B端和C端分别对应代表功率开关管S1、S2、S3、S4和S5的漏极、栅极和源极。
实施例1
如图1，一种可抑制漏电流的光伏逆变器，包括功率开关管S1、S2、S3、S4和S5，开关电容C1；功率开关管S1、S3的A端连接直流输入侧(即由光伏电源板PV和电容Cin组成的并联电路)一端；功率开关管S1的C端与开关电容C1一端相连，同时与功率开关管S2的A端相连；开关电容C1的另一端与功率开关管S4、S5的C端相连；功率开关管S3的C端与功率开关管S4的A端连接于节点a；功率开关管S2的C端与功率开关管S5的A端连接于节点b；节点a和b形成输出端，负载端接入节点a和b之间；直流输入侧与负载端接于节点b，所述的节点b接地；所述的负载端接入电网或负载R0。
不同于现有技术中的通过交、直流侧解耦或中性点钳位实现的可抑制漏电流逆变器，发明人创造性地提出了一种可抑制漏电流的光伏逆变器及其控制方法，克服了传统可抑制漏电流逆变器的缺点，逆变的同时实现了完全抑制漏电流，减少了元器件的数量，尤其是功率器件数量较少，从而降低了开关损耗以及成本，使逆变器的效率得到有效地提升。
实施例2
如图1，本实施例的一种可抑制漏电流的光伏逆变器，在实施例1的基础上，还包括滤波器，滤波器可为LC或LCL型。所述的节点a和b与滤波器的输入端连接，滤波器的输出端与负载R0或电网连接。
当逆变器独立运行时，所述的滤波器为LC型，包括滤波电感L1和滤波电容C，滤波电感L1一端与节点a连接，滤波电感L1另一端与滤波电容C一端和负载R0一端连接，滤波电容C另一端和负载R0另一端与节点b连接。
当逆变器并网运行时，所述的滤波器为LCL型，包括逆变侧滤波电感L1、滤波电容C和并网侧滤波电感L2，逆变侧滤波电感L1一端与节点a连接，逆变侧滤波电感L1另一端与滤波电容C一端和并网侧滤波电感L2的一端连接，并网侧滤波电感L2的另一端与电网的一端相连，滤波电容C另一端和电网另一端与节点b连接。在本实施例中，滤波器为LCL型。
本实施例完成逆变，滤波器的输出端，即输出电压ug直接为负载R0供电，或者将输出电压ug反馈到电网中去。
本实施例还包括一种可抑制漏电流的光伏逆变器的控制方法，向功率开关管S1、S2、S3、S4和S5的门极输入控制信号，波形如图6所示，从上至下依次为功率开关管S1、S2、S3、S4和S5的门极输入信号，其中，功率开关管S3在输出电压ug的正半周内工作在高频状态下，剩余的负半周内保持关断状态；功率开关管S1和S2在输出电压ug的正半周内一直处于关断状态下，在负半周期内工作在高频状态下且两者的信号互补；功率开关管S4和S5一直工作在工频状态下，与背景技术中的对比文献(《Common-Ground-Type Transformerless Invertersfor Single-Phase Solar Photovoltaic Systems》)相比，使用的功率器件数量整体相同，且该文献中的正负半周期内，均存在两个功率开关管工作在高频状态下，这无疑会增大开关损耗，且降低功率开关管的使用寿命，进而降低整个逆变器的转换效率和使用寿命；而本实施例的可抑制漏电流的光伏逆变器的控制方法创造性的改善了以上问题，其工作模态包括模态一、模态二、模态三、模态四，详细情况如下：
模态一
结合图6和7，在输出电压ug大于零的正半周，当调制波大于载波时，如图2所示，模态一，控制功率开关管S3、S5导通，S1、S2、S4关断；输入电源Uin、功率开关管S3和滤波器形成闭合回路，输入电源Uin向电网或负载R0供电；此时桥臂电压Uab＝Uin，输出电压幅值Ugm＝+mUin，其中m为调制比；
模态二
结合图6和7，当调制波小于载波时，如图3所示，控制功率开关管S5导通，S1、S2、.S3、S4断开，滤波器、功率开关管S5和功率开关管S4的反并联二极管形成闭合回路，滤波器处于续流状态，为电网或负载R0供电，桥臂电压Uab＝0，输出电压幅值Ugm＝0。
在输出电压ug大于零的正半周，按照模态一和二的顺序不断重复进行，模态一中，利用功率开关管S3导通作用，形成闭合回路，输入电源Uin存储的电能转移到输出端，经过滤波器的调制滤波作用形成输出电压ug；模态二中，通过控制功率开关管S5导通，利用功率开关管S4反并联二极管的导通作用进行续流，由滤波器向电网或负载R0供电，经过滤波器的调制滤波作用形成输出电压ug。其中，输入电源Uin为直流输入侧电压，即光伏电源板PV电压；桥臂电压Uab为a、b节点间电压。
模态三
结合图6和7，在输出电压ug小于零的负半周，当调制波大于载波时，如图4所示，控制功率开关管S2、S4导通，S1、S3、S5断开，电容C1、滤波器和功率开关管S2、S4形成闭合回路，电容C1两端电压UC1向电网或负载R0供电，此时桥臂电压Uab＝-UC1，输出电压幅值Ugm＝-mUC1，其中m为调制比；
模态四
当调制波小于载波时，如图5所示，控制功率开关管S1和S4导通，S2、S3和S5断开，输入电源Uin、功率开关管S1、电容C1和功率开关管S5反并联二极管形成闭合回路，输入电源Uin为电容C1充电，同时，滤波器、功率开关管S4和功率开关管S5的反并联二极管形成闭合回路，滤波器处于续流状态，为电网或负载R0供电，桥臂电压Uab＝0，输出电压幅值Ugm＝0。在输出电压ug小于零的负半周，按照模态三和四的顺序不断重复进行。其中，UC1为电容C1电压。
经过比对，本实施例的一种可抑制漏电流光伏逆变器的工作原理不同于通过交、直流侧解耦或中性点钳位的方式来抑制漏电流的逆变器，主要包括以下几点：
1、本实施例的可抑制漏电流光伏逆变器仅使用了五个功率器件，采用了共地型结构，在实现逆变的同时，能够完全抑制了电路中漏电流的产生，提高了逆变器的效率与可靠性；
2、通过交、直流侧解耦或中性点钳位的方式来抑制漏电流的逆变器需要在全桥逆变器的基础上引入额外多个功率开关管或二极管开来形成的回路，从而保持共模电压的恒定，由此造成逆变器的体积大、效率低，同时其漏电流的抑制效果有限。本实施例的可抑制漏电流光伏逆变器创造性地克服了上述缺点，仅额外引入一个功率开关管和一个电容，体积影响小；
3、通过交、直流侧解耦或中性点钳位的方式来抑制漏电流的逆变器由于电流回路多，工作模态复杂，导致其控制电路复杂、增大了电路设计和控制成本，本实施例的可抑制漏电流光伏逆变器不存在这一问题；
4、本实施例的可抑制漏电流光伏逆变器功率开关管的控制电路简单，设计方便，成本低，同时在单极性SPWM调制策略的基础上改进了逆变器的调制策略，使电路在输出波形的正半周期内，仅需要一个开关器件工作在SPWM状态和一个开关器件工作在低频状态，而在在负半周期内，只两个开关器件工作在SPWM状态，一个开关管工作在工频导通状态，从而进一步降低在功率开关器件上的损耗，提高了效率。
与H5逆变器、H6逆变器、HERIC逆变器和NPC逆变器的改进型拓扑结构相比：
1、本实施例的可抑制漏电流光伏逆变器元件数量少，电路结构简单，占用空间小，抑制漏电流能力明显；
2、仅采用了五个功率开关管，在工作周期内的任一时刻，最多存在两个功率开关管工作在高频状态下，降低了开关损耗，逆变效率高；
3、电路中直流母线电容使用无极性电容，使得电路工作可靠，增加了电路的工作寿命，降低维护管理成本；
4、输出电压/电流的THD较低；
5、采用单闭环控制的方法，结构简单，动态响应快，跟踪性能好，对电源及负载的波动具有较强的抑制能力。
实施例3
本实施例的一种可抑制漏电流的光伏逆变器，基本结构同实施例1或2，进一步地，因电容C1为储能元件，起到能量转化的作用，电容C1为无极性电容，使得电路工作可靠，增加了电路的工作寿命；其控制方法同实施例2。
以上示意性的对本发明及其实施方式进行了描述，该描述没有限制性，附图中所示的也只是本发明的实施方式之一，实际的结构并不局限于此。所以，如果本领域的普通技术人员受其启示，在不脱离本发明创造宗旨的情况下，不经创造性的设计出与该技术方案相似的结构方式及实施例，均应属于本发明的保护范围。

Claims (8)

1.一种可抑制漏电流的光伏逆变器，其特征在于：包括功率开关管S1、S2、S3、S4和S5，以及开关电容C1；
功率开关管S1、S2、S5和功率开关管S3、S4分别组成逆变桥的两个桥臂；
开关电容C1的一端连接在功率开关管S1和S2之间，另一端连接功率开关管S4和S5之间；
直流输入侧为由光伏电源板PV和电容Cin组成的并联电路；直流输入侧与负载端接于节点b，所述的节点b接地；所述的负载端接入电网或负载R0；
在交流输出波形的正半周期内，由直流输入侧直接向负载端提供能量；在负半周期内，由开关电容C1给负载端提供能量；
节点a和b形成输出端，负载端接入节点a和b之间。
2.根据权利要求1所述的一种可抑制漏电流的光伏逆变器，其特征在于：所述开关电容C1为无极性电容。
3.根据权利要求1或2所述的一种可抑制漏电流的光伏逆变器，其特征在于：还包括滤波器，所述的节点a和b与滤波器的输入端连接，滤波器的输出端连接电网或负载R0。
4.根据权利要求3所述的一种可抑制漏电流的光伏逆变器，其特征在于：所述的滤波器为LC型或LCL型，根据逆变器运行状态不同进行调整。
5.根据权利要求4所述的一种可抑制漏电流的光伏逆变器，其特征在于：当逆变器独立运行时，所述的滤波器为LC型，包括滤波电感L1和滤波电容C，滤波电感L1一端与节点a连接，滤波电感L1另一端与滤波电容C一端和负载R0一端连接，滤波电容C另一端和负载R0另一端与节点b连接。
6.根据权利要求5所述的一种可抑制漏电流的光伏逆变器，其特征在于：当逆变器并网运行时，所述的滤波器为LCL型，包括逆变侧滤波电感L1、滤波电容C和并网侧滤波电感L2，逆变侧滤波电感L1一端与节点a连接，逆变侧滤波电感L1另一端与滤波电容C一端和并网侧滤波电感L2的一端连接，并网侧滤波电感L2的另一端与电网的一端相连，滤波电容C另一端和电网另一端与节点b连接。
7.如权利要求6所述的一种可抑制漏电流的光伏逆变器的控制方法，其特征在于：在输出电压ug大于零的正半周，功率开关管S5一直导通，S1、S2、S4一直关断；
当调制波大于载波时，控制功率开关管导通S3导通，输入电源Uin给负载端供电；此时桥臂电压Uab＝Uin，电压幅值Ugm＝+mUin，其中m为调制比；
当调制波小于载波时，控制功率开关管S3断开，滤波器通过功率开关管S5和S4的反并联二极管进行放电，桥臂电压Uab＝0，输出电压幅值Ugm＝0；
其中，输入电源Uin为直流输入侧电压，即光伏电源板PV电压；桥臂电压Uab为a、b节点间电压。
8.根据权利要求7所述的一种可抑制漏电流的光伏逆变器的控制方法，其特征在于：在输出电压ug小于零的负半周，功率开关管S4一直导通，S3、S5一直关断；
当调制波大于载波时，控制功率开关管S2导通，S1断开，开关电容C1给负载端提供能量，桥臂电压Uab＝-UC1，输出电压幅值Ugm＝-mUC1；
当调制波小于载波时，控制功率开关管S1导通，S2断开，输入电源Uin通过功率开关管S1和S5的反并联二极管为开关电容C1充电，滤波器通过功率开关管S4和S5的反并联二极管进行放电，桥臂电压Uab＝0，输出电压幅值Ugm＝0；
其中，UC1为电容C1电压。
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