CN110149064B - 一种双输入升压逆变器的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种双输入升压逆变器的控制方法，属于电力电子变换器技术领域。本发明的逆变器中电感L₁一端连接输入电源U_in1一端，电感L₁另一端与二极管D₁阳极相连；二极管D₁阴极分别连接功率开关管S₁的A端、二极管D₃阴极和电容C₁一端；电容C₁另一端连接电容C₂的一端；电感L₂一端连接输入电源U_in2一端，电感L₂另一端与二极管D₂阳极相连；二极管D₂阴极分别连接功率开关管S₂的A端和二极管D₃阳极；针对现有技术的升压逆变器存在所需开关器件多，结构和控制复杂，输入电源单一等问题，本发明采用双电源供电，可实现两个电源的无缝切换，保证升压逆变器正常运行，提高了系统的稳定性；另外所需的开关器件较少，功率密度高，且能节约成本。

Description

一种双输入升压逆变器的控制方法

技术领域

本发明涉及电力电子变换器技术领域，尤其涉及一种双输入升压逆变器及其控制电路和方法。

背景技术

新能源发电系统的快速发展，对逆变器的性能要求也越来越高。并网逆变器作为电网和光伏阵列的主要接口设备，其性能决定着整个光伏发电系统的性能，追求高可靠性、高功率密度、高效率和高质量波形输出是逆变器的发展趋势。

传统桥式逆变器具有拓扑简单、成本较低的特点，因此得到广泛应用，但同一桥臂的上下开关管存在直通情况，降低了系统的可靠性；为防止直通情况的出现，在驱动信号间加入死区，死区时间控制的加入带来了以下问题：1)向并网系统引入了低次谐波，影响输出电能质量，造成输出电流波形畸变；2)死区时间控制导致开关管体二极管续流和反向恢复，产生了续流的额外导通和反向恢复损耗；3)死区时间控制也限制了高频变换的实现。

双降压式半桥逆变器是近年研究应用较多的一种逆变器拓扑，该拓扑是由两个单向Buck电路组合而成，不存在传统逆变桥桥臂功率管直通问题，且续流二极管采用独立二极管，解决了开关管体二极管反向恢复问题。这样可以分别优化选取功率管和续流二极管，降低了开关损耗，适用于小型低功率变换。但它的输入直流电压利用率较低，桥臂输出最高电压只有输入直流电压的一半，对于高压输出的场合，则要求更高的输入直流电压，增加了功率管的电压应力，需要采用耐压等级更高的功率器件，导致成本上升。

中国发明专利申请，公开号：CN107834886A；公开日：2018.03.23；公开了一种单级升压逆变器及其控制方法，该申请案在输入直流电源侧加入升压电感，不仅实现了升压，还解决了两级式电路复杂的特点，其不足之处在于，该逆变器对全桥逆变进行了大幅度的改变，出发点是为了实现逆变器的升压功能，但使用了较多的开关器件，增加了电路的体积，损耗增大，降低了逆变器的效率。

现有技术中多篇文献涉及双Buck逆变器的研究，例如：1)论文名称为：《双Buck电压源逆变器的半周期电流调制方法》，论文作者为：王赞、肖岚等；发表在《电工技术学报》2007年5月，第22卷第5期上。2)论文名称为：《滞环电流控制型双BUCK逆变器》，论文作者为：洪峰、刘军；发表在《电工技术学报》2004年8月，第19卷第8期上。以上论文均涉及降压逆变，但应用场景有限，无法满足广泛需求。

发明内容

1.发明要解决的技术问题

针对现有技术的升压逆变器存在升压比低的问题，本发明提供了一种双输入升压逆变器及其控制电路和方法，本发明采用双电源供电，可实现两个电源的无缝切换，保证逆变器正常运行，提高了系统的稳定性，可以获得更高的电压增益。

2.技术方案

为解决上述问题，本发明提供的技术方案为：

第一方面，本发明提出了一种双输入升压逆变器，包括功率开关管S₁、S₂，二极管D₁、D₂、D₃和D₄，电感L₁、L₂，电容C₁、C₂；其中，输入侧一的一端连接电感L₁一端，电感L₁另一端与二极管D₁阳极相连；二极管D₁阴极分别连接功率开关管S₁的A端、二极管D₃阴极和电容C₁一端；输入侧一另一端、功率开关管S₁的C端与二极管D₄阴极连接于节点a；输入侧二的一端连接电感L₂一端，电感L₂另一端与二极管D₂阳极相连；二极管D₂阴极、功率开关管S₂的A端和二极管D₃阳极连接于节点b；电容C₁另一端与电容C₂的一端连接于节点c；输入侧二的另一端连接二极管D₄阳极、功率开关管S₂的C端和电容C₂的另一端；节点a、b和c形成输出侧。

进一步地，所述的输出侧与滤波器的输入侧连接，滤波器的输出侧与负载或电网连接。

进一步地，所述的功率开关管S₁、S₂为IGBT或MOSEFET。

进一步地，所述的输入侧一和二分别与直流电源的正负极连接。

进一步地，所述的滤波器为滤波器I，所述滤波器I包括滤波电感L₄、L₃和滤波电容C_O，滤波电感L₃一端与节点a连接，滤波电感L₃另一端和滤波电感L₄一端及滤波电容C_O一端连接，滤波电容C_O另一端连接于节点c；滤波电感L₄另一端连接于节点b，滤波电容C_O一端和节点c形成所述的滤波器的输出侧。

进一步地，所述的滤波器为滤波器II，所述滤波器II包括滤波电感L₃₀、L₄₀，滤波电感L₃₀一端与节点a连接，滤波电感L₃₀另一端和滤波电感L₄₀一端连接，滤波电感L₄₀另一端连接于节点b，滤波电感L₄₀一端和节点c形成所述的滤波器的输出侧。

进一步地，所述的滤波器为滤波器III，所述滤波器III包括滤波电感L₅₀₁、L₃₀₁、L₄₀₁，以及滤波电容C_O1；滤波电感L₃₀₁一端与节点a连接，滤波电感L₃₀₁另一端和滤波电感L₄₀₁一端、滤波电感L₅₀₁一端、滤波电容C_O1一端连接，滤波电感L₄₀₁另一端连接于节点b，滤波电容C_O1另一端连接于节点c，滤波电感L₅₀₁另一端和节点c形成所述的滤波器的输出侧。

第二方面，本发明还提出了一种双输入升压逆变器的控制电路，所述滤波器的输出侧电压作为反馈电压，与给定电压U_ref相比较得到误差值，误差值经调节器调节后与三角波比较产生脉冲信号，输入到功率开关管S₁和S₂的B端。

第三方面，本发明还提出了一种双输入升压逆变器的控制方法，所述功率开关管S₁和S₂的B端输入双极性调制波形，包括以下工作模态：

功率开关管S₁导通，S₂关断，二极管D₄关断，二极管D₁、D₂和D₃导通；输入侧一通过功率开关管S₁给电感L₁充电，电感电流i_L1线性增加；电容C₁通过功率开关管S₁给输出侧节点a和c供电；输入侧二和电感L₂，经过输出侧节点a、b和c供电给电容C₂充电，电感L₂的电流i_L2线性减小，直到为零止，进入下一个模态；

功率开关管S₁导通，S₂关断，二极管D₄、D₂关断，二极管D₁和D₃导通；输入侧一通过功率开关管S₁给电感L₁充电，电流i_L1线性增加；电容C₁通过功率开关管S₁给输出侧节点a和c供电；

功率开关管S₂导通，S₁关断，二极管D₃关断，二极管D₁、D₂和D₄导通；输入侧二通过功率开关管S₂给电感L₂充电，电感电流i_L2线性增加；电容C₂通过功率开关管S₂给输出侧节点b和c供电；输入侧一和电感L₁，通过输出侧节点a、b和c给电容C₁充电，电感L₁的电流i_L1线性减小，直到为零止，进入下一个模态；

功率开关管S₂导通，S₁关断，二极管D₁和D₃关断，二极管D₂和D₄导通；输入侧二通过功率开关管S₂给电感L₂充电，电感电流i_L2线性增加；电容C₂通过功率开关管S₂给输出侧节点b和c供电。

进一步地，输出侧与输入侧的电压之比G：

其中，Uo_m为输出侧电压幅值；输入侧一和输入侧二的电压幅值相等均为U_in；m为调制比；T_S为调制周期；R_O为滤波器输出侧连接的负载或电网的阻抗等效值。

进一步地，所述控制方法为单电压闭环控制，选取滤波器输出侧电压作为反馈电压，与给定电压U_ref相比较得到误差值，误差值经调节器调节后与三角波比较产生脉冲信号控制功率开关管S₁和S₂的开通与关断，功率开关管S₁和S₂工作在互补状态。

3.有益效果

采用本发明提供的技术方案，与现有技术相比，具有如下有益效果：

(1)本发明可以实现升压逆变，并有稳定的交流输出，可以达到较高的升压变比；

(2)本发明属于集成式逆变器，集成式逆变器显著减少了元件数量，降低了系统成本并提高了集成度，电路占用空间小；

(3)本发明具有较高的升压能力，通过控制2个功率开关管S₁和S₂的导通与关断，实现升压和逆变的功能，将太阳能板的电压转换输出，具有电路组成元件减少，电路结构简单且电能转换效率较高等诸多优点；

(4)本发明克服了传统两级逆变器电路复杂的缺点，另外由于电容C1、C2的作用，使得输出可以储能，或者续流，而不是像双Buck电路一样，会出现输出完全断开的情况；具有电路结构简单、控制方案简单、功率器件少、效率高、成本低，开关损耗小、工作寿命长、集成度高等优点；

(5)在传统两级串联的升压逆变器中，前级升压变换器的输出端需要设置滤波器，后级逆变器输出端也需要设置滤波器，滤波器占用空间大，且设计繁琐，无疑会增大整个电路的体积及电路设计成本，本发明的单级式升压逆变器创造性地克服了上述缺点，仅需一组对称的LC滤波器，占用空间小。

(6)本发明采用双电源供电，可实现两个电源的无缝切换，保证逆变器正常运行，提高了系统的稳定性，可以获得更高的电压增益。

附图说明

图1是本发明实施例1的电路结构示意图。

图2是图1的一优选实施方式。

图3是图2之一的优选实施方式。

图4是图2之二的优选实施方式。

图5是图2之三的优选实施方式。

图6是实施例3电路结构中功率开关管的B端输入波形图。

图7是实施例3的电路结构模态1的工作状态示意图。

图8是实施例3的电路结构模态2的工作状态示意图。

图9是实施例3的电路结构模态3的工作状态示意图。

图10是实施例3的电路结构模态4的工作状态示意图。

图11是实施例3电路结构的工作时序图。

图12是实施例3电路结构选择使用滤波器I时各个电感电流的仿真波形图。

图13是实施例3电路结构选择使用滤波器I时输出电压u_o的仿真波形图。

图14是实施例3电路结构选择使用滤波器I时电容C₁和C₂两端电压U_C1和U_C2的仿真波形图。

图15是实施例2电路结构的控制电路示意图。

具体实施方式

为进一步了解本发明的内容，下面结合附图和实施例对本发明作进一步的详细说明。可以理解的是，此处所描述的具体实施例仅仅用于解释相关发明，而非对该发明的限定。另外还需要说明的是，为了便于描述，附图中仅示出了与发明相关的部分。需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

滤波器输出侧电压记为输出电压u_o，对应输出电压幅值为U_om；功率开关管S₁、S₂可以使用IGBT，也可以使用MOSEFET等其他功率开关管。当使用IGBT时，功率开关管S₁、S₂的A端、B端和C端分别对应代表功率开关管S₁、S₂的集电极、基极和发射极，当使用MOSEFET时，功率开关管S₁、S₂的A端、B端和C端分别对应代表功率开关管S₁、S₂的漏极、栅极和源极。

本发明所述逆变器的输入侧一和输入侧二分别与直流电源连接，输入侧一的幅值为U_in1；输入侧二的幅值为U_in2，两者相等，均可记作U_in。直流电源的种类很多，可根据具体的应用方式、场景或领域而定，并不受本发明所列举的几种情况限定。

本发明仅列举了几种有限的实施方式，根据实际应用的需要，可将本发明的技术方案广泛推广应用，比如光伏领域、储能电池领域，空调、电动工具、缝纫机、电视、洗衣机、抽油烟机、冰箱、风扇、照明等家用电器领域，或其他可以实施的场景领域。

因汽车的普及率较高，外出工作或外出旅游即可用本发明提出的升压逆变器连接蓄电池带动电器及各种工具工作。通过点烟器输出的车载逆变是20W、40W、80W、120W到150W功率规格，将本发明的的升压逆变器制作成电源转换器，电源转换器的输入侧连接到点烟器输出侧，把家用电器连接到电源转换器的输出侧就能在汽车内使用各种电器。可使用的电器，如电动工具、车载冰箱及各种旅游、野营、医疗急救电器等；此时，点烟器作为所述的直流电源。

实施例1

如图1所示，本实施例提出了一种双输入升压逆变器，包括功率开关管S₁、S₂，二极管D₁、D₂、D₃和D₄，电感L₁、L₂，电容C₁、C₂；其中，输入侧一的一端连接电感L₁一端，电感L₁另一端与二极管D₁阳极相连；二极管D₁阴极分别连接功率开关管S₁的A端、二极管D₃阴极和电容C₁一端；输入侧一另一端、功率开关管S₁的C端与二极管D₄阴极连接于节点a；输入侧二的一端连接电感L₂一端，电感L₂另一端与二极管D₂阳极相连；二极管D₂阴极、功率开关管S₂的A端和二极管D₃阳极连接于节点b；电容C₁另一端与电容C₂的一端连接于节点c；输入侧二的另一端连接二极管D₄阳极、功率开关管S₂的C端和电容C₂的另一端；节点a、b和c形成输出侧。

不同于现有技术中的升压变换器和逆变器的串联组合构成的升压逆变器，本发明的发明人创造性地提出了一种双输入升压逆变器，克服了传统两级逆变器结构复杂的缺点，同时双电源的设计大大增加了系统的稳定性。逆变时也完成了升压的过程，减少了元器件的数量，尤其是功率器件数量较少，从而降低了开关损耗以及成本，且集成度高，体积小，升压变比高。

为了进一步滤除输出侧的谐波或杂波，本实施例基于实施例1的基础，如图2为图1的优选方式的结构示意图，在所述的输出侧与滤波器的输入侧连接，滤波器的输出侧与负载或电网连接。滤波器的选择是多样的，在此列举三种，以解释说明清楚本发明的技术方案内容。

第一种情况，如图3为图2中滤波器选择使用滤波器I的电路拓扑结构示意图，所述的滤波器为滤波器I，所述滤波器I包括滤波电感L₄、L₃和滤波电容C_O，滤波电感L₃一端与节点a连接，滤波电感L₃另一端和滤波电感L₄一端及滤波电容C_O一端连接，滤波电容C_O另一端连接于节点c；滤波电感L₄另一端连接于节点b，滤波电容C_O一端和节点c形成所述的滤波器的输出侧，R_O为滤波器输出侧连接的负载或电网的阻抗等效值。

第二种情况，如图4为图2中滤波器选择使用滤波器II的电路拓扑结构示意图，所述的滤波器为滤波器II，所述滤波器II包括滤波电感L₃₀、L₄₀，滤波电感L₃₀一端与节点a连接，滤波电感L₃₀另一端和滤波电感L₄₀一端连接，滤波电感L₄₀另一端连接于节点b，滤波电感L₄₀一端和节点c形成所述的滤波器的输出侧。

第三种情况，如图5为图2中滤波器选择使用滤波器III的电路拓扑结构示意图，所述的滤波器为滤波器III，所述滤波器III包括滤波电感L₅₀₁、L₃₀₁、L₄₀₁，以及滤波电容C_O1；滤波电感L₃₀₁一端与节点a连接，滤波电感L₃₀₁另一端和滤波电感L₄₀₁一端、滤波电感L₅₀₁一端、滤波电容C_O1一端连接，滤波电感L₄₀₁另一端连接于节点b，滤波电容C_O1另一端连接于节点c，滤波电感L₅₀₁另一端和节点c形成所述的滤波器的输出侧。

实施例2

本实施例涉及一种双输入升压逆变器的控制电路，适用于实施例1中所述的各个技术方案中的一种双输入升压逆变器。所述滤波器的输出侧电压作为反馈电压，与给定电压U_ref相比较得到误差值，误差值经调节器(可根据需要选择使用调节器的类型，附图15中给出的是PID调节器的示例，在实际运用可选择，PI，PD等不受本实施例及附图中所列举示例的限制)调节后与三角波比较产生脉冲信号，输入到功率开关管S₁和S₂的B端。

实施例3

本实施例提出了一种双输入升压逆变器的控制方法，所述控制方法为单电压闭环控制，选取滤波器输出侧电压作为反馈电压，与给定电压U_ref相比较得到误差值，误差值经调节器调节后与三角波比较产生脉冲信号控制功率开关管S₁和S₂的开通与关断，功率开关管S₁和S₂工作在互补状态。

向功率开关管S₁、S₂的门极输入控制信号，具体波形如图6所示，从上至下依次为功率开关管S₁、S₂的门极输入信号。所述功率开关管S₁和S₂的B端输入双极性调制波形，工作模态如图7-10所示，时序图如图11所示，附图7-10中同一线型为一个闭合回路，不同线型所形成的回路不同；且附图7-10中采用的是滤波器I。

模态1

如图7所示，功率开关管S₁导通，S₂关断，二极管D₄关断，二极管D₁、D₂和D₃导通；输入侧一通过功率开关管S₁给电感L₁充电，电感电流i_L1线性增加；电容C₁通过功率开关管S₁给输出侧节点a和c供电，滤波电感电流i_L3增加，逆变器输出桥臂电压为电容C₁两端电压U_C1；电感L₂处于放电状态和电流断续状态，此时输出电压幅值Uo_m＝+mU_C1，其中m为调制比；输入侧二和电感L₂，经过输出侧节点a、b和c供电给电容C₂充电，电感L₂的电流i_L2线性减小，直到为零止，进入下一个模态；滤波电感电流i_L4经过二极管D₃续流。

模态2

如图8所示，功率开关管S₁导通，S₂关断，二极管D₄、D₂关断，二极管D₁和D₃导通；输入侧一通过功率开关管S₁给电感L₁充电，电流i_L1线性增加，滤波电感电流i_L3增加，逆变器输出桥臂电压为电容C₁两端电压U_C1；电容C₁通过功率开关管S₁给输出侧节点a和c供电；滤波电感电流i_L4经过二极管D₃续流。

i_L2(t)＝0 (5)

模态3

如图9所示，功率开关管S₂导通，S₁关断，二极管D₃关断，二极管D₁、D₂和D₄导通；输入侧二通过功率开关管S₂给电感L₂充电，电感电流i_L2线性增加；电容C₂通过功率开关管S₂给输出侧节点b和c供电，滤波电感电流i_L4增加，逆变器输出桥臂电压为电容C₂两端电压U_C2；输入侧一和电感L₁，通过输出侧节点a、b和c给电容C₁充电，电感L₁的电流i_L1线性减小，直到为零止，进入下一个模态；滤波电感电流i_L3经过二极管D₄续流。

模态4

如图10所示，功率开关管S₂导通，S₁关断，二极管D₁和D₃关断，二极管D₂和D₄导通；输入侧二通过功率开关管S₂给电感L₂充电，电感电流i_L2线性增加，滤波电感电流i_L4增加，逆变器输出桥臂电压为电容C₂两端电压U_C2；电容C₂通过功率开关管S₂给输出侧节点b和c供电；滤波电感电流i_L3经过二极管D₄续流。

i_L1(t)＝0 (10)

为简化分析做如下假设：(1)电路中所有元件均为理想器件，即不考虑寄生参数的影响；(2)两组Buck单元参数完全对称；(3)电容C₁、C₂足够大，在一个开关周期Ts内其端电压U_C1、U_C2基本保持不变；(4)电源U_in1和U_in2完全相等。

功率开关管S₁在每个载波周期的占空比D_i按正弦规律变化。即设在第i个载波周期，S₁的占空比为D_i，m为调制比。根据规则型对称采样规律，可得占空比为：

D_i＝msinωt_i (13)

根据电感L₁伏秒平衡得：

U_in1D_iT_S＝(U_C2-U_in1)D_i’T_S (14)

功率开关管S₂在每个载波周期的占空比d_i按正弦规律变化。即设在第i个载波周期，S₂的占空比为d_i，m为调制比。根据规则型对称采样规律，可得占空比为：

d_i＝m sinωt_i (15)

根据电感L₂伏秒平衡得：

U_in2d_iT_S＝(U_C2-U_in2)d_i’T_S (16)

对于该逆变电路，如果忽略电路中所有器件损耗，则输入功率等于输出功率，从而可得：

其中，假设U_C1＝U_C2＝U_C，U_in1＝U_in2＝U_in，U_om为逆变器输出电压的幅值，U_om＝mU_C；

由于输入平均电流与电感平均电流相等，I_in为输入平均电流。即：

I_in1＝I_L1 (17)

I_in2＝I_L2 (18)

而电感L₁上的电流平均值为：

其中I_LP＝U_in1D_iT_S/L₁，为电感L₁的电流变化量；

同理，电感L₂上的电流平均值为：

其中I_LP＝U_in2d_iT_S/L₂，为电感L₂的电流变化量；

根据式(14)～(20)可解得：输入电压与直流母线电压的关系为：

其中，D_i、d_i取有效值，则

则输出侧与输入侧的电压之比G为：

其中，Uo_m为输出侧电压幅值；输入侧一和输入侧二的电压幅值相等均为U_in；m为调制比；T_S为调制周期；R_O为滤波器输出侧连接的负载或电网的阻抗等效值。

为实现以上工作原理，本发明采用的是单电压闭环控制，选取输出电压作为反馈电压，乘以一定系数后与给定电压U_ref相比较，误差值经调节器调节后与三角波比较产生脉冲信号控制功率开关管S₁和S₂的开通与关断，功率开关管S₁和S₂工作在互补状态。

经过比对，本实施例的一种双输入升压逆变器的工作原理不同于传统双Buck半桥逆变器和两级式升压逆变器，主要包括以下几点：

1、采用双电源供电，系统运行更加灵活和可靠；

2、两个电源可以无缝切换，实现连续的输出；

3、电路结构所需开关器件较少，结构和控制电路均较为简单。

除此之外，通过以上对本发明工作模态的详细分析，与传统的双Buck逆变器相比，本发明的技术方案具有以下效果：

1)本发明的技术方案在逆变的同时实现了升压的效果，克服了传统双Buck半桥逆变器可以逆变，变比反而降低，无法升压的缺点，为了解决传统双Buck半桥逆变器的降压问题，本发明的发明人创造性的提出了升压逆变器，虽然也用到了传统的具有降压逆变效果的双Buck半桥结构，却实现了升压逆变的效果，这与传统双Buck半桥逆变器实现的技术效果是背道而驰的，是本领域的普通技术人员利用现有技术手段无法想到的。

2)本发明的技术方案的模态一至三，与传统双Buck半桥逆变器相比，输出侧始终处于连续状态，输入侧(直流电源U_in1和U_in2)分别向电感L₁和L₂储能，电感L₁和L₂通过向输出侧输出能量，提高升压比，并进行逆变。

传统的直流-直流变换器和逆变器的两级组合也可以实现升压和逆变的效果，如前级为BOOST变换器，后级为全桥逆变器，这种方案与本发明的技术方案对比存在以下技术问题：

1)传统的直流-直流变换器和逆变器的两级组合，需要考虑前级直流-直流变换器输出端和后级逆变器的输入端之间匹配的问题，通常在两者之间增加滤波器，直流-直流变换器和逆变器的两级组合，自身元器件数量较多，再加上用于调节两者匹配的滤波器，致使电路体积更大，且损耗也更大；而本发明技术方案的提出创造性的解决以上技术问题：与前者相比，本发明的电路结构中元器件较少，电路结构为一个整体，不存在匹配的问题，因此不需要使用用来匹配的滤波器，从而大幅度减少了占用的空间，降低了成本。

2)传统的直流-直流变换器和逆变器的两级组合，在控制电路上，常采用两个控制环路，分别用于控制前级直流-直流变换器和后级逆变器，另外，两个控制电路在设计及控制使用时还需考虑控制效果上前级与后级匹配的问题，致使控制电路结构复杂，设计难度高，设计成本大，控制过程费时，操作不便；而本发明技术方案的提出创造性的解决了以上技术问题：鉴于本发明电路结构的特点，仅需要一个控制环路即可实现对电路的控制，不存在控制回路之间需要匹配的技术问题，简化了控制电路结构，降低了设计成本，控制过程便捷。

背景技术中涉及的公开号为CN107834886A的中国发明专利申请(简称现有技术1)，虽然也同时取得了逆变和升压的效果，但本发明的技术方案与之相比具有以下技术特点：

1)现有技术1的电路拓扑机构共使用5个功率开关管，本发明使用的功率开关管的数量少于现有技术1，元器件的数量减少，电路成本降低，且损耗更低，在升压增益上虽然本发明技术方案实现的升压增益较低一些，但与现有技术1相比仍属于同一个升压水平。

2)现有技术1的模态一和二中的开关管S₂、S₃交替导通，模态三和四中的S₄、S₅也是交替导通，均可能存在直通的情况，导致逆变失真甚至失败，控制算法上必须要加入死区时间，导致控制算法复杂，而本发明的技术方案不存在直通的情况，不需要增加死区时间，简化了控制算法。

3)现有技术1的功率开关管的开关应力低，为电容C₁两端电压；而本发明中的功率开关管的开关应力较大，是现有技术1的两倍，为电容C₁和C₂两者的电压之和；由此可知，由现有技术1的技术方案不容易想到本发明的技术方案。

4)现有技术1中为减小电路体积，电容采用无极性电容，取值较小，而本发明的技术方案为维持电压稳定，电容C₁和C₂取值较大，由此可知，由现有技术1的技术方案不容易想到本发明的技术方案。

为验证本实施例的技术效果，对各元器件进行了如表1所示的参数选型，在Matalab上构建了电路拓扑结构，进行电路仿真，各个元器件对应的电压或电流的波形图，如图12、13和14所示。

表1电路元器件参数选型

参数	数值	参数	数值
				输入电压U<sub>in</sub>/V	45-60	滤波电感L<sub>4</sub>,L<sub>3</sub>/mH	3
输出电压u<sub>o</sub>/V	110	电容C<sub>1</sub>,C<sub>2</sub>/μF	100
				额定功率P<sub>o</sub>/W	250	输出电容C<sub>o</sub>/μF	5
输入电感L<sub>1</sub>，L<sub>2</sub>/μH	110	开关频率f<sub>s</sub>/kHz	20

以上描述仅为本发明的较佳实施例以及对所运用技术原理的说明。本领域技术人员应当理解，本发明中所涉及的发明范围，并不限于上述技术特征的特定组合而成的技术方案，同时也应涵盖在不脱离本发明构思的情况下，由上述技术特征或其等同特征进行任意组合而形成的其它技术方案。例如上述特征与本发明中公开的(但不限于)具有类似功能的技术特征进行互相替换而形成的技术方案。

Claims (8)

1.一种双输入升压逆变器的控制方法，其特征在于：控制的双输入升压逆变器包括功率开关管S₁、S₂，二极管D₁、D₂、D₃和D₄，电感L₁、L₂，电容C₁、C₂；其中，

输入侧一的一端连接电感L₁一端，电感L₁另一端与二极管D₁阳极相连；

二极管D₁阴极分别连接功率开关管S₁的A端、二极管D₃阴极和电容C₁一端；

输入侧一另一端、功率开关管S₁的C端与二极管D₄阴极连接于节点a；

输入侧二的一端连接电感L₂一端，电感L₂另一端与二极管D₂阳极相连；

二极管D₂阴极、功率开关管S₂的A端和二极管D₃阳极连接于节点b；

电容C₁另一端与电容C₂的一端连接于节点c；

输入侧二的另一端连接二极管D₄阳极、功率开关管S₂的C端和电容C₂的另一端；

节点a、b和c形成输出侧；

所述功率开关管S₁和S₂的B端输入双极性调制波形，包括以下工作模态：

功率开关管S₁导通，S₂关断，二极管D₄关断，二极管D₁、D₂和D₃导通；输入侧一通过功率开关管S₁给电感L₁充电，电感电流i_L1线性增加；电容C₁通过功率开关管S₁给输出侧节点a和c供电；输入侧二和电感L₂，经过输出侧节点a、b和c供电给电容C₂充电，电感L₂的电流i_L2线性减小，直到为零，进入下一个模态；

功率开关管S₁导通，S₂关断，二极管D₄、D₂关断，二极管D₁和D₃导通；输入侧一通过功率开关管S₁给电感L₁充电，电流i_L1线性增加；电容C₁通过功率开关管S₁给输出侧节点a和c供电；

功率开关管S₂导通，S₁关断，二极管D₃关断，二极管D₁、D₂和D₄导通；输入侧二通过功率开关管S₂给电感L₂充电，电感电流i_L2线性增加；电容C₂通过功率开关管S₂给输出侧节点b和c供电；输入侧一和电感L₁，通过输出侧节点a、b和c给电容C₁充电，电感L₁的电流i_L1线性减小，直到为零止，进入下一个模态；

功率开关管S₂导通，S₁关断，二极管D₁和D₃关断，二极管D₂和D₄导通；输入侧二通过功率开关管S₂给电感L₂充电，电感电流i_L2线性增加；电容C₂通过功率开关管S₂给输出侧节点b和c供电；

所述的输出侧与滤波器的输入侧连接，滤波器的输出侧与负载或电网连接。

2.根据权利要求1所述的一种双输入升压逆变器的控制方法，其特征在于：输出侧与输入侧的电压之比G：

其中，Uo_m为输出侧电压幅值；输入侧一和输入侧二的电压幅值相等均为U_in；m为调制比；T_S为调制周期；R_O为滤波器输出侧连接的负载或电网的阻抗等效值。

3.根据权利要求2所述的一种双输入升压逆变器的控制方法，其特征在于：所述控制方法为单电压闭环控制，选取滤波器输出侧电压作为反馈电压，与给定电压U_ref相比较得到误差值，误差值经调节器调节后与三角波比较产生脉冲信号控制功率开关管S₁和S₂的开通与关断，功率开关管S₁和S₂工作在互补状态。

4.根据权利要求3所述的一种双输入升压逆变器的控制方法，其特征在于：所述的功率开关管S₁、S₂为IGBT或MOSEFET。

5.根据权利要求3所述的一种双输入升压逆变器的控制方法，其特征在于：所述的滤波器为滤波器I，所述滤波器I包括滤波电感L₄、L₃和滤波电容C_O，滤波电感L₃一端与节点a连接，滤波电感L₃另一端和滤波电感L₄一端及滤波电容C_O一端连接，滤波电容C_O另一端连接于节点c；滤波电感L₄另一端连接于节点b，滤波电容C_O一端和节点c形成所述的滤波器的输出侧。

6.根据权利要求3所述的一种双输入升压逆变器的控制方法，其特征在于：所述的滤波器为滤波器II，所述滤波器II包括滤波电感L₃₀、L₄₀，滤波电感L₃₀一端与节点a连接，滤波电感L₃₀另一端和滤波电感L₄₀一端连接，滤波电感L₄₀另一端连接于节点b，滤波电感L₄₀一端和节点c形成所述的滤波器的输出侧。

7.根据权利要求3所述的一种双输入升压逆变器的控制方法，其特征在于：所述的滤波器为滤波器III，所述滤波器III包括滤波电感L₅₀₁、L₃₀₁、L₄₀₁，以及滤波电容C_O1；滤波电感L₃₀₁一端与节点a连接，滤波电感L₃₀₁另一端和滤波电感L₄₀₁一端、滤波电感L₅₀₁一端、滤波电容C_O1一端连接，滤波电感L₄₀₁另一端连接于节点b，滤波电容C_O1另一端连接于节点c，滤波电感L₅₀₁另一端和节点c形成所述的滤波器的输出侧。

8.根据权利要求3-7任一项所述的一种双输入升压逆变器的控制方法，其特征在于：所述滤波器的输出侧电压作为反馈电压，与给定电压U_ref相比较得到误差值，误差值经调节器调节后与三角波比较产生脉冲信号，输入到功率开关管S₁和S₂的B端。

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