CN110098759B - 一种升压半桥逆变器的控制方法 - Google Patents

一种升压半桥逆变器的控制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN110098759B
CN110098759B CN201910514920.8A CN201910514920A CN110098759B CN 110098759 B CN110098759 B CN 110098759B CN 201910514920 A CN201910514920 A CN 201910514920A CN 110098759 B CN110098759 B CN 110098759B
Authority
CN
China
Prior art keywords
filter
diode
power switch
switch tube
capacitor
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201910514920.8A
Other languages
English (en)
Other versions
CN110098759A (zh
Inventor
胡雪峰
俞志祥
程宇
刘行
张梦
戴冠军
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Bingyu High Tech Technology Co ltd
Original Assignee
Anhui University of Technology AHUT
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Anhui University of Technology AHUT filed Critical Anhui University of Technology AHUT
Priority to CN201910514920.8A priority Critical patent/CN110098759B/zh
Publication of CN110098759A publication Critical patent/CN110098759A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN110098759B publication Critical patent/CN110098759B/zh
Priority to NL2025812A priority patent/NL2025812B1/en
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/539—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0083—Converters characterised by their input or output configuration
    • H02M1/0085—Partially controlled bridges
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • H02M1/123—Suppression of common mode voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • H02M1/126—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output using passive filters

Abstract

本发明公开了一种升压半桥逆变器的控制方法，属于电力电子变换器技术领域。本发明逆变器的电感L1一端连接输入电源一端，电感L1另一端与二极管D1阳极相连；二极管D1阴极分别连接功率开关管S1的A端、二极管D2阴极和电容C1一端；二极管D2阳极连接功率开关管S2的A端；电容C1另一端连接电容C2的一端；二极管D3阳极分别连接功率开关管S2的C端和电容C2的另一端；二极管D3阴极分别连接功率开关管S1的C端和输入电源另一端；针对现有技术的升压逆变器所需开关器件较多，控制复杂等问题，本发明逆变器的集成度高，结构简单，控制简单，且升压变比较高。

Description

一种升压半桥逆变器的控制方法
技术领域
本发明涉及电力电子变换器技术领域，尤其涉及一种升压半桥逆变器及其控制电路和方法。
背景技术
新能源发电系统的快速发展，对逆变器的性能要求也越来越高。并网逆变器作为电网和光伏阵列的主要接口设备，其性能决定着整个光伏发电系统的性能，追求高可靠性、高功率密度、高效率是逆变器的发展趋势。
传统桥式逆变器具有拓扑简单、成本较低的特点，因此得到广泛应用，但逆变器同一桥臂的上下开关管存在直通问题，降低了系统的可靠性，为防止出现直通，需要在驱动信号间加入死区，而死区时间的控制不仅会在并网时出现低次谐波，造成输出电流波形畸变，影响输出电能质量，还会产生由于开关管体二极管续流的额外导通和反向恢复损耗。同时，死区时间控制也限制了高频变换的实现。
因此，双降压式半桥逆变器是近年研究应用较多的一种逆变器拓扑，该拓扑是由两个单向Buck电路组合而成，不存在传统逆变桥桥臂功率管直通问题，且续流二极管采用独立二极管，解决了开关管体二极管反向恢复问题。这样可以分别优化选取功率管和续流二极管，降低了开关损耗，适用于小型低功率变换。但它的输入直流电压利用率较低，桥臂输出最高电压只有输入直流电压的一半，对于需要高压输出的场合，则要求更高的输入直流电压。
中国发明专利申请，公开号：CN107834886A；公开日：2018.03.23；公开了一种单级升压逆变器及其控制方法，在输入直流电源侧加入升压电感，不仅实现了升压，还解决了两级式电路复杂的特点，其不足之处在于，该逆变器对全桥逆变进行了大幅度的改变，出发点是为了实现逆变器的升压功能，但使用了较多的开关器件，增加了电路的体积，损耗增大，降低了逆变器的效率。
现有技术中多篇文献涉及双Buck逆变器的研究，例如：1)论文名称为：《双Buck电压源逆变器的半周期电流调制方法》，论文作者为：王赞、肖岚等；发表在《电工技术学报》2007年5月，第22卷第5期上。2)论文名称为：《滞环电流控制型双BUCK逆变器》，论文作者为：洪峰、刘军；发表在《电工技术学报》2004年8月，第19卷第8期上。以上论文均涉及降压逆变，但是应用场景有限，无法满足广泛需求。
发明内容
1.发明要解决的技术问题
针对现有技术中升压逆变器存在升压比低的技术问题，本发明提供了一种升压半桥逆变器及其控制电路和方法。本发明的逆变器集成度高，可以实现升压逆变，并有稳定的交流输出，可以达到较高的升压变比。
2.技术方案
为解决上述问题，本发明提供的技术方案为：
第一方面，本发明提出了一种升压半桥逆变器，包括功率开关管S1、S2，二极管D1、D2、D3，电感L1以及电容C1、C2；其中，
电感L1一端连接输入侧的一端，电感L1另一端与二极管D1阳极相连；
二极管D1阴极分别连接功率开关管S1的A端、二极管D2阴极和电容C1一端；
功率开关管S1的C端与二极管D3阴极和输入侧另一端连接于节点a；
二极管D2阳极与功率开关管S2的A端连接于节点b；
电容C1另一端与电容C2的一端连接于节点c；
二极管D3阳极分别连接功率开关管S2的C端和电容C2的另一端；
节点a、b和c形成输出侧。
进一步地，所述的输出侧与滤波器的输入侧连接，滤波器的输出侧与负载或电网连接。
进一步地，所述的功率开关管S1、S2为IGBT或MOSEFET。
进一步地，所述的输入侧一端与直流电源的正极连接，所述的输入侧另一端与直流电源的负极连接。
进一步地，所述的滤波器为滤波器I，所述滤波器I包括滤波电感L2、L3和滤波电容CO，滤波电感L2一端与节点a连接，滤波电感L2另一端和滤波电感L3一端及滤波电容CO一端连接，滤波电容CO另一端连接于节点c；滤波电感L3另一端连接于节点b，滤波电容CO一端和节点c形成所述的滤波器的输出侧。
进一步地，所述的滤波器为滤波器II，所述滤波器II包括滤波电感L21、L31，滤波电感L21一端与节点a连接，滤波电感L21另一端和滤波电感L31一端连接，滤波电感L31另一端连接于节点b，滤波电感L31一端和节点c形成所述的滤波器的输出侧。
进一步地，所述的滤波器为滤波器III，所述滤波器III包括滤波电感L201、L301、L401，以及滤波电容CO1；滤波电感L201一端与节点a连接，滤波电感L201另一端和滤波电感L301一端、滤波电感L401一端、滤波电容CO1一端连接，滤波电感L301另一端连接于节点b，滤波电容CO1另一端连接于节点c，滤波电感L401另一端和节点c形成所述的滤波器的输出侧。
第二方面，本发明提出了与第一方面相应的一种升压半桥逆变器的控制电路，所述滤波器的输出侧电压作为反馈电压，与给定电压Uref相比较得到误差值，误差值经调节器调节后与三角波比较产生脉冲信号，输入到功率开关管S1和S2的B端。
第三方面，本发明提出了与第一方面相应的一种升压半桥逆变器的控制方法，所述功率开关管S1和S2的B端输入双极性调制波形，包括以下工作模态：当调制波大于载波时，控制功率开关管S1导通，S2断开，二极管D1、D2导通，D3截止，输入侧、电感L1、二极管D1和功率开关管S1形成回路，对电感L1充电；功率开关管S1、输出侧节点a、b和二极管D2形成回路；电容C1、功率开关管S1以及输出侧节点a、c形成回路，向输出侧供电；
当调制波小于载波时，控制功率开关管S2导通，S1断开，二极管D3导通，D2截止；功率开关管S2、输出侧节点a、b和二极管D3形成回路；功率开关管S2、输出侧节点a、c和电容C2形成回路，向输出侧供电。
进一步地，还包括以下工作模态：当调制波小于载波时，控制功率开关管S2导通，S1断开，二极管D3导通，D2截止；输入侧、电感L1、二极管D1、电容C1、C2和二极管D3形成回路；功率开关管S2、输出侧节点a、b和二极管D3形成回路；功率开关管S2、输出侧节点a、c和电容C2形成回路，向输出侧供电。
进一步地，输出侧与输入侧的电压之比G：
Figure GDA0002354813340000031
其中，Uom为输出侧电压幅值；Uin为输入侧电压幅值；m为调制比；TS为调制周期；RO为滤波器输出侧连接的负载或电网的阻抗等效值。
进一步地，所述控制方法为单电压闭环控制，选取滤波器输出侧电压作为反馈电压，与给定电压Uref相比较得到误差值，误差值经调节器调节后与三角波比较产生脉冲信号控制功率开关管S1和S2的开通与关断，功率开关管S1和S2工作在互补状态。
第四方面，本发明还提出了一种升压半桥逆变器，包括功率开关管S1、S2和S3，二极管D1、D2、D3，电感L1以及电容C1、C2；其中，
电感L1一端连接输入侧的一端，电感L1另一端与二极管D1阳极、功率开关管S3的A端相连；
二极管D1阴极分别连接功率开关管S1的A端、二极管D2阴极和电容C1一端；
功率开关管S1的C端与二极管D3阴极、功率开关管S3的C端和输入侧另一端连接于节点a；
二极管D2阳极与功率开关管S2的A端连接于节点b；
电容C1另一端与电容C2的一端连接于节点c；
二极管D3阳极分别连接功率开关管S2的C端和电容C2的另一端；
节点a、b和c形成输出侧。
进一步地，所述的输出侧与滤波器的输入侧连接，滤波器的输出侧与负载或电网连接。
进一步地，所述的功率开关管S1、S2和S3为IGBT或MOSEFET。
进一步地，所述的输入侧一端与直流电源的正极连接，所述的输入侧另一端与直流电源的负极连接。
进一步地，所述的滤波器为滤波器I，所述滤波器I包括滤波电感L2、L3和滤波电容CO，滤波电感L2一端与节点a连接，滤波电感L2另一端和滤波电感L3一端及滤波电容CO一端连接，滤波电容CO另一端连接于节点c；滤波电感L3另一端连接于节点b，滤波电容CO一端和节点c形成所述的滤波器的输出侧。
进一步地，所述的滤波器为滤波器II，所述滤波器II包括滤波电感L21、L31，滤波电感L21一端与节点a连接，滤波电感L21另一端和滤波电感L31一端连接，滤波电感L31另一端连接于节点b，滤波电感L31一端和节点c形成所述的滤波器的输出侧。
进一步地，所述的滤波器为滤波器III，所述滤波器III包括滤波电感L201、L301、L401，以及滤波电容CO1；滤波电感L201一端与节点a连接，滤波电感L201另一端和滤波电感L301一端、滤波电感L401一端、滤波电容CO1一端连接，滤波电感L301另一端连接于节点b，滤波电容CO1另一端连接于节点c，滤波电感L401另一端和节点c形成所述的滤波器的输出侧。
第五方面，本发明提出了与第四方面相对应的一种升压半桥逆变器的控制电路，所述滤波器的输出侧电压作为反馈电压，与给定电压Uref相比较得到误差值，误差值经调节器调节后与三角波比较产生脉冲信号，输入到功率开关管S1、S2和S3的B端。
第六方面，本发明提出了与第四方面相对应的一种升压半桥逆变器的控制方法，所述功率开关管S1、S2和S3的B端输入单极性调制波形，包括以下工作模态：
在输出电压uo大于零的正半周，当调制波大于载波时，控制功率开关管S3、S1导通，S2断开，二极管D1、D2、D3截止；输入侧、电感L1和功率开关管S1形成回路；功率开关管S1、电容C1和输出侧的节点a、c形成回路；
当调制波小于载波时，控制功率开关管S1、S2、S3断开，二极管D3导通，二极管D1、D2关断；输出侧节点a、c、二极管D3和电容C2形成回路；
在输出电压uo小于零的负半周，当调制波大于载波时，控制功率开关管S2、S3导通，S1断开，二极管D1、D2、D3截止；输入侧、电感L1、功率开关管S3形成回路；功率开关管S2、输出侧节点b、c和电容C2形成回路；
当调制波小于载波时，控制功率开关管S1、S2、S3断开，二极管D1、D3截止，二极管D2导通；二极管D2、电容C1和输出侧节点b、c形成回路。
进一步地，还包括以下工作模态：
当调制波小于载波时，控制功率开关管S1、S2、S3断开，二极管D1和D3均导通，二极管D2关断；输入侧、电感L1、二极管D1、电容C1、电容C2和二极管D3形成回路；输出侧节点a、c、二极管D3和电容C2形成回路；
进一步地，还包括以下工作模态：
当调制波小于载波时，控制功率开关管S1、S2、S3断开，二极管D1、D2、D3均导通；输入侧、电感L1、二极管D1、D3和电容C1、C2形成回路；二极管D2、电容C1和输出侧节点b、c形成回路；
进一步地，所述控制方法为单电压闭环控制，选取滤波器输出侧电压作为反馈电压，与给定电压Uref相比较得到误差值，误差值经调节器调节后与三角波比较产生脉冲信号控制功率开关管S1、S2、S3的开通与关断。
3.有益效果
采用本发明提供的技术方案，与现有技术相比，具有如下有益效果：
(1)本发明的一种升压半桥逆变器及其控制方法，可以实现升压逆变，并有稳定的交流输出，可以达到较高的升压变比。
(2)本发明的一种升压半桥逆变器，属于集成式逆变器，显著减少了元件数量，降低了系统成本并提高了集成度，电路占用空间小。
(3)本发明的一种升压半桥逆变器及其控制方法，具有较高的升压能力，可以通过控制2个功率开关管S1和S2的导通与关断，实现升压和逆变的功能，在光伏领域应用时，可以将太阳能板的电压转换输出，具有电路组成元件减少，电路结构简单且电能转换效率较高等诸多优点。
(4)本发明的一种升压半桥逆变器及其控制方法，克服了传统两级升压逆变器电路复杂的缺点，另外传统的双Buck电路输出波形存在断流的情况，而本申请由于电容C1、C2的作用，使得输出可以储能，或者续流，输出波形连续，波形质量较好；具有电路结构简单、控制方案简单、功率器件少、效率高、成本低，开关损耗小、工作寿命长、集成度高等优点。
(5)本发明的一种升压半桥逆变器及其控制方法，在传统两级串联的升压逆变器中，前级升压变换器的输出端需要设置滤波器，后级逆变器输出端也需要设置滤波器，滤波器占用空间大，且设计繁琐，无疑会增大整个电路的体积及电路设计成本，本申请的升压逆变器创造性地克服了上述缺点，仅需一个滤波器即可，占用空间小。
附图说明
图1是本发明实施例1的电路结构示意图。
图2是图1的一优选实施方式。
图3是图2之一的优选实施方式。
图4是图2之二的优选实施方式。
图5是图2之三的优选实施方式。
图6是实施例4的电路结构模态一的工作状态示意图。
图7是实施例4的电路结构模态二的工作状态示意图。
图8是实施例4的电路结构模态三的工作状态示意图。
图9是实施例4电路结构中功率开关管的B端输入波形图。
图10是实施例4电路结构的工作时序图。
图11是实施例4电路结构选择使用滤波器I时各个电感电流的仿真波形图。
图12是实施例4电路结构选择使用滤波器I时输出电压uo的仿真波形图。
图13是实施例4电路结构选择使用滤波器I时电容C1和C2两端电压UC1和UC2的仿真波形图。
图14是本发明实施例5的电路结构示意图。
图15是图14的一优选实施方式。
图16是图15之一的优选实施方式。
图17是图15之二的优选实施方式。
图18是图15之三的优选实施方式。
图19是实施例5的电路结构模态a的工作状态示意图。
图20是实施例5的电路结构模态b的工作状态示意图。
图21是实施例5的电路结构模态c的工作状态示意图。
图22是实施例5的电路结构模态d的工作状态示意图。
图23是实施例5的电路结构模态e的工作状态示意图。
图24是实施例5的电路结构模态f的工作状态示意图。
图25是实施例5电路结构中功率开关管的B端输入波形图。
图26是实施例1电路结构的控制电路示意图。
图27是实施例5电路结构的控制电路示意图。
图28是实施例5电路结构输出电压uo大于零的正半周期工作状态时序图。
图29是实施例5电路结构输出电压uo小于零的负半周期工作状态时序图。
具体实施方式
为进一步了解本发明的内容，下面结合附图和实施例对本申请作进一步的详细说明。可以理解的是，此处所描述的具体实施例仅仅用于解释相关发明，而非对该发明的限定。另外还需要说明的是，为了便于描述，附图中仅示出了与发明相关的部分。需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
滤波器输出侧电压记为输出电压uo，对应输出电压幅值为Uom；功率开关管S1、S2和S3可以使用IGBT，也可以使用MOSEFET等其他功率开关管。当使用IGBT时，功率开关管S1、S2和S3的A端、B端和C端分别对应代表功率开关管S1、S2和S3的集电极、基极和发射极，当使用MOSEFET时，功率开关管S1、S2和S3的A端、B端和C端分别对应代表功率开关管S1、S2和S3的漏极、栅极和源极。
本发明所述一种升压半桥逆变器的输入侧一端与直流电源的正极连接，所述的输入侧另一端与直流电源的负极连接。直流电源的种类很多，可根据具体的应用方式、场景或领域而定，并不受本发明所列举的几种情况限定。
本发明仅列举了几种有限的实施方式，根据实际应用的需要，可将本发明的技术方案广泛推广应用，比如光伏领域、储能电池领域，空调、电动工具、缝纫机、电视、洗衣机、抽油烟机、冰箱、风扇、照明等家用电器领域，或其他可以实施的场景领域。
因汽车的普及率较高，外出工作或外出旅游即可用本发明提出的升压逆变器连接蓄电池带动电器及各种工具工作。通过点烟器输出的车载逆变是20W、40W、80W、120W到150W功率规格，将本发明的的升压逆变器制作成电源转换器，电源转换器的输入侧连接到点烟器输出侧，把家用电器连接到电源转换器的输出侧就能在汽车内使用各种电器。可使用的电器，如电动工具、车载冰箱及各种旅游、野营、医疗急救电器等。此时，点烟器作为本发明所述的直流电源，直流电源幅值为U1，本发明的文件中Uin与U1含义一致。
实施例1
如图1为本发明的电路拓扑结构示意图，本实施例提出了一种升压半桥逆变器，包括功率开关管S1、S2，二极管D1、D2、D3，电感L1以及电容C1、C2；其中，
电感L1一端连接输入侧的一端，电感L1另一端与二极管D1阳极相连；
二极管D1阴极分别连接功率开关管S1的A端、二极管D2阴极和电容C1一端；
功率开关管S1的C端与二极管D3阴极和输入侧另一端连接于节点a；
二极管D2阳极与功率开关管S2的A端连接于节点b；
电容C1另一端与电容C2的一端连接于节点c；
二极管D3阳极分别连接功率开关管S2的C端和电容C2的另一端；
节点a、b和c形成输出侧。
与传统的逆变器相比，本发明的技术方案在逆变的同时具有升压的效果；与传统的直流-直流变换器和逆变器组合的升压逆变器相比，本发明的技术方案，在电路拓扑结构上一方面不需要体积较大的滤波器稳定直流-直流变换器的输出电压，另一方面电路元器件少，损耗低，占用空间小，成本低，便于推广应用；在控制电路上，不像传统的直流-直流变换器和逆变器组合的升压逆变器那样，需要两个控制环路进行控制；本发明的技术方案简化控制方法，仅需一个控制环路即可实现升压逆变的效果。
实施例2
为了进一步滤除输出侧的谐波或杂波，本实施例基于实施例1的基础，如图2为图1的优选方式的结构示意图，在所述的输出侧与滤波器的输入侧连接，滤波器的输出侧与负载或电网连接。滤波器的选择是多样的，在此列举三种，以解释说明清楚本发明的技术方案内容。
第一种情况，如图3为图2中滤波器选择使用滤波器I的电路拓扑结构示意图，所述的滤波器为滤波器I，所述滤波器I包括滤波电感L2、L3和滤波电容CO，滤波电感L2一端与节点a连接，滤波电感L2另一端和滤波电感L3一端及滤波电容CO一端连接，滤波电容CO另一端连接于节点c；滤波电感L3另一端连接于节点b，滤波电容CO一端和节点c形成所述的滤波器的输出侧，RO为滤波器输出侧连接的负载或电网的阻抗等效值。
第二种情况，如图4为图2中滤波器选择使用滤波器II的电路拓扑结构示意图，所述的滤波器为滤波器II，所述滤波器II包括滤波电感L21、L31，滤波电感L21一端与节点a连接，滤波电感L21另一端和滤波电感L31一端连接，滤波电感L31另一端连接于节点b，滤波电感L31一端和节点c形成所述的滤波器的输出侧。
第三种情况，如图5为图2中滤波器选择使用滤波器III的电路拓扑结构示意图，所述的滤波器为滤波器III，所述滤波器III包括滤波电感L201、L301、L401，以及滤波电容CO1；滤波电感L201一端与节点a连接，滤波电感L201另一端和滤波电感L301一端、滤波电感L401一端、滤波电容CO1一端连接，滤波电感L301另一端连接于节点b，滤波电容CO1另一端连接于节点c，滤波电感L401另一端和节点c形成所述的滤波器的输出侧。
实施例3
本实施例涉及一种升压半桥逆变器的控制电路，适用于实施例1和2中所述的各个技术方案中的一种升压半桥逆变器。如图26所示，所述滤波器的输出侧电压uo作为反馈电压，与给定电压Uref相比较得到误差值，误差值经调节器(可根据需要选择使用调节器的类型，附图26中给出的是PID调节器的示例，在实际运用可选择，PI，PD等不受本实施例及附图中所列举示例的限制)调节后与三角波utri比较产生脉冲信号，输入到功率开关管S1和S2的B端。
实施例4
基于实施例1和/或2，本实施例提出一种升压半桥逆变器的控制方法，鉴于滤波器的选择多种多样，本实施例以滤波器选择使用滤波器I来对本发明的工作原理/模态进行详细分析，当选择其他类型滤波器时，分析方法类似。
所述功率开关管S1和S2的B端输入双极性调制波形，所述控制方法为单电压闭环控制，选取滤波器输出侧电压作为反馈电压，与给定电压Uref相比较得到误差值，误差值经调节器调节后与三角波比较产生脉冲信号控制功率开关管S1和S2的开通与关断，功率开关管S1和S2工作在互补状态。
如图9所示，为功率开关管S1和S2的B端输入的调制波形示意图；如图10为本实施例的工作模态时序示意图，在电路实际运行过程中，模态二的持续时间相对于模态一和模态三较短，在变比分析时可忽略不计，图10中仅为了呈现清楚，所以做了放大处理。
模态一
如图6为本发明电路的工作模态一的结构示意图，当调制波大于载波时，控制功率开关管S1导通，S2断开，二极管D1、D2导通，D3截止；
输入侧、电感L1、二极管D1和功率开关管S1形成回路，对电感L1充电；输入侧接直流电源Uin，直流电源Uin通过功率开关管S1给电感L1充电，电感电流iL1线性增加；
功率开关管S1、输出侧节点a、b和二极管D2形成回路，滤波电感电流iL3经过二极管D2续流；
电容C1、功率开关管S1以及输出侧节点a、c形成回路，向输出侧供电，流过输出侧的电流增加；
电容C1通过功率开关管S1给交流侧(输出侧)供电，滤波电感电流iL2增加，此时输出电压幅值Uom＝+mUC1，其中m为调制比。
Figure GDA0002354813340000101
Figure GDA0002354813340000102
输出侧(交流侧)所在的续流回路与输入侧(直流侧)断开，从而使该拓扑结构抑制了共模电流。
模态二
如图7为本发明电路的工作模态二的结构示意图，当调制波小于载波时，控制功率开关管S2导通，S1断开，二极管D3导通，D2截止；
输入侧、电感L1、二极管D1、电容C1、C2和二极管D3形成回路，电感L1处于放电状态，电感电流iL1减小到零，此模态结束，进入模态三；
功率开关管S2、输出侧节点a、b和二极管D3形成回路，滤波电感电流iL2经过二极管D3续流；
功率开关管S2、输出侧节点a、c和电容C2形成回路，向输出侧供电，电容C2通过功率开关管S2给交流侧负载供电，滤波电感电流iL3增加。
Figure GDA0002354813340000103
Figure GDA0002354813340000104
输出侧(交流侧)所在的续流回路与输入侧(直流侧)断开，从而使该拓扑结构抑制了共模电流。
如图8为本发明电路的工作模态三的结构示意图，当调制波小于载波时，控制功率开关管S2导通，S1断开，二极管D3导通，D2截止；
功率开关管S2、输出侧节点a、b和二极管D3形成回路；
功率开关管S2、输出侧节点a、c和电容C2形成回路，向输出侧供电，滤波电感电流iL3继续增加，滤波电感电流iL2经过二极管D3续流。
Figure GDA0002354813340000111
输出侧(交流侧)所在的续流回路与输入侧(直流侧)断开，从而使该拓扑结构抑制了共模电流。
为简化分析做如下假设：(1)电路中所有元件均为理想器件，即不考虑寄生参数的影响；(2)两组Buck单元参数完全对称；(3)电容C1、C2足够大，在一个开关周期内其两端电压UC1，UC2基本保持不变。
功率开关管S1在每个载波周期的占空比Di按正弦规律变化。即设在第i个载波周期，功率开关管S1或S2在时刻ti时的占空比为Di，m为调制比。根据规则型对称采样规律，可得占空比为：
Di＝msinωti (3-6)
根据电感L1伏秒平衡得：
UinDiTS＝(UC1+UC2-Uin)Di’TS (3-7)
其中Di’为模态二所对应的占空比，对于本实施例的逆变电路，如果忽略电路中所有器件损耗，则输入功率等于输出功率，从而可得：
Figure GDA0002354813340000112
其中，假设UC1＝UC2＝UC，Uom为输出电压的幅值，Uom＝mUC；
由于输入平均电流与电感平均电流相等，Iin为输入平均电流。即：
Iin＝IL1 (3-9)
而电感L1上的电流平均值为：
Figure GDA0002354813340000113
其中ILP＝UinDiTS/L1，为电感L1的电流变化量；
根据式(3-7)～(3-10)可解得：输入电压与直流母线电压的关系为：
Figure GDA0002354813340000121
其中，Di取有效值，则
Figure GDA0002354813340000122
则输出侧与输入侧的电压之比G为：
Figure GDA0002354813340000123
其中，Uom为输出侧电压幅值；Uin为输入侧电压幅值；m为调制比；TS为调制周期；RO为滤波器输出侧连接的负载或电网的阻抗等效值。
为实现以上工作原理，本发明采用的是单电压闭环控制，选取输出电压作为反馈电压，乘以一定系数后与给定电压Uref相比较，误差值经调节器调节后与三角波比较产生脉冲信号控制功率开关管S1和S2的开通与关断，功率开关管S1和S2工作在互补状态；综合本实施例的模态分析可知，输出侧(交流侧)所在的续流回路与输入侧(直流侧)断开，从而使该拓扑结构抑制了共模电流，消除了共模干扰，因此没有漏电流。
通过以上对本发明工作模态的详细分析，与传统的双Buck逆变器相比，本发明的技术方案具有以下效果：
1)本发明的技术方案在逆变的同时实现了升压的效果，克服了传统双Buck半桥逆变器可以逆变，变比反而降低，无法升压的缺点，为了解决传统双Buck半桥逆变器的降压问题，本发明的发明人创造性的提出了升压半桥逆变器，虽然也用到了传统的具有降压逆变效果的双Buck半桥结构，却实现了升压逆变的效果，这与传统双Buck半桥逆变器实现的技术效果是背道而驰的，是本领域的普通技术人员利用现有技术手段无法想到的。
2)本发明的技术方案的模态一至三，与传统双Buck半桥逆变器相比，输出侧始终处于连续状态，输入侧(直流电源Uin)向电感L1储能，电感L1通过向输出侧输出能量，提高升压比，并进行逆变。
传统的直流-直流变换器和逆变器的两级组合也可以实现升压和逆变的效果，如前级为BOOST变换器，后级为全桥逆变器，这种方案与本发明的技术方案对比存在以下技术问题：
1)传统的直流-直流变换器和逆变器的两级组合，需要考虑前级直流-直流变换器输出端和后级逆变器的输入端之间匹配的问题，通常在两者之间增加滤波器，直流-直流变换器和逆变器的两级组合，自身元器件数量较多，再加上用于调节两者匹配的滤波器，致使电路体积更大，且损耗也更大；而本发明技术方案的提出创造性的解决以上技术问题：与前者相比，本发明的电路结构中元器件较少，电路结构为一个整体，不存在匹配的问题，因此不需要使用用来匹配的滤波器，从而大幅度减少了占用的空间，降低了成本。
2)传统的直流-直流变换器和逆变器的两级组合，在控制电路上，常采用两个控制环路，分别用于控制前级直流-直流变换器和后级逆变器，另外，两个控制电路在设计及控制使用时还需考虑控制效果上前级与后级匹配的问题，致使控制电路结构复杂，设计难度高，设计成本大，控制过程费时，操作不便；而本发明技术方案的提出创造性的解决了以上技术问题：鉴于本发明电路结构的特点，仅需要一个控制环路即可实现对电路的控制，不存在控制回路之间需要匹配的技术问题，简化了控制电路结构，降低了设计成本，控制过程便捷。
背景技术中涉及的公开号为CN107834886A的中国发明专利申请(简称现有技术1)，虽然也同时取得了逆变和升压的效果，但本发明的技术方案与之相比具有以下技术特点：
1)现有技术1的电路拓扑机构共使用5个功率开关管，本发明使用的功率开关管的数量少于现有技术1，元器件的数量减少，电路成本降低，且损耗更低，在升压增益上虽然本发明技术方案实现的升压增益较低一些，但与现有技术1相比仍属于同一个升压水平。
2)现有技术1的模态一和二中的开关管S2、S3交替导通，模态三和四中的S4、S5也是交替导通，均可能存在直通的情况，导致逆变失真甚至失败，控制算法上必须要加入死区时间，导致控制算法复杂，而本发明的技术方案不存在直通的情况，不需要增加死区时间，简化了控制算法。
3)现有技术1的功率开关管的开关应力低，为电容C1两端电压；而本发明中的功率开关管的开关应力较大，是现有技术1的两倍，为电容C1和C2两者的电压之和；由此可知，由现有技术1的技术方案不容易想到本发明的技术方案。
4)现有技术1中为减小电路体积，电容采用无极性电容，取值较小，而本发明的技术方案为维持电压稳定，电容C1和C2取值较大，由此可知，由现有技术1的技术方案不容易想到本发明的技术方案。
表1电路元器件参数选型
参数 数值 参数 数值
输入电压U<sub>in</sub>/V 45-60 滤波电感L<sub>2</sub>,L<sub>3</sub>/mH 3
输出电压u<sub>o</sub>/V 110 电容C<sub>1</sub>,C<sub>2</sub>/μF 100
额定功率P<sub>o</sub>/W 250 输出电容C<sub>o</sub>/μF 5
输入电感L<sub>1</sub>/μH 110 开关频率f<sub>s</sub>/kHz 20
为验证本实施例的技术效果，对各元器件进行了如表1所示的参数选型，在Matalab上构建了电路拓扑结构，进行电路仿真，图11是对应电感L1,L2,L3的电流波形，图12是输出电压波形，图13是电容C1和电容C2两端的电压波形。
实施例5
实施例1-4中所针对的逆变器只能采用双极性控制，存在一定的环流问题，增加了损耗。当L2和L3(10mH)的电感值变为原来的2％左右时，环流近乎为零，但输出需串联一个电感(10MH)进行滤波，这进一步增加了电路体积。
为了进一步解决环流问题，本实施例提出了一种升压半桥逆变器，包括功率开关管S1、S2和S3，二极管D1、D2、D3，电感L1以及电容C1、C2；如图14所示，其中，
电感L1一端连接输入侧的一端，电感L1另一端与二极管D1阳极、功率开关管S3的A端相连；二极管D1阴极分别连接功率开关管S1的A端、二极管D2阴极和电容C1一端；功率开关管S1的C端与二极管D3阴极、功率开关管S3的C端和输入侧另一端连接于节点a；二极管D2阳极与功率开关管S2的A端连接于节点b；电容C1另一端与电容C2的一端连接于节点c；二极管D3阳极分别连接功率开关管S2的C端和电容C2的另一端；节点a、b和c形成输出侧。
所述的输入侧一端与直流电源的正极连接，所述的输入侧另一端与直流电源的负极连接。直流电源的选择是多样的，可根据具体的应用场景而定。
如图15所示，所述的输出侧与滤波器的输入侧连接，滤波器的输出侧与负载或电网连接。滤波器的选择是多样的，在此列举三种，以解释说明清楚本发明的技术方案内容。
第一种，如图16所示，所述的滤波器为滤波器I，所述滤波器I包括滤波电感L2、L3和滤波电容CO，滤波电感L2一端与节点a连接，滤波电感L2另一端和滤波电感L3一端及滤波电容CO一端连接，滤波电容CO另一端连接于节点c；滤波电感L3另一端连接于节点b，滤波电容CO一端和节点c形成所述的滤波器的输出侧。
第二种，如图17所示，所述的滤波器为滤波器II，所述滤波器II包括滤波电感L21、L31，滤波电感L21一端与节点a连接，滤波电感L21另一端和滤波电感L31一端连接，滤波电感L31另一端连接于节点b，滤波电感L31一端和节点c形成所述的滤波器的输出侧。
第三种，如图18所示，所述的滤波器为滤波器III，所述滤波器III包括滤波电感L201、L301、L401，以及滤波电容CO1；滤波电感L201一端与节点a连接，滤波电感L201另一端和滤波电感L301一端、滤波电感L401一端、滤波电容CO1一端连接，滤波电感L301另一端连接于节点b，滤波电容CO1另一端连接于节点c，滤波电感L401另一端和节点c形成所述的滤波器的输出侧。
实施例6
本实施例提供了一种升压半桥逆变器的控制电路，适用于实施例5中所述的各个技术方案中的一种升压半桥逆变器。如图27所示(可根据需要选择使用调节器的类型，附图27中给出的时PID调节器的示例，在实际运用可选择，PI，PD等不受本实施例及附图中所列举示例的限制)，所述滤波器的输出侧电压uo作为反馈电压，与给定电压Uref相比较得到误差值，误差值经调节器调节后与三角波utri比较产生脉冲信号，输入到功率开关管S1、S2和S3的B端。
实施例7
本实施例的一种升压半桥逆变器的控制方法，所述功率开关管S1、S2和S3的B端输入双极性调制波形，所述控制方法为单电压闭环控制，选取滤波器输出侧电压作为反馈电压，与给定电压Uref相比较得到误差值，误差值经调节器调节后与三角波比较产生脉冲信号控制功率开关管S1、S2、S3的开通与关断，具体波形如图25所示，从上至下依次为功率开关管S1、S2和S3的B端输入信号，包括以下工作模态：
模态a
如图19所示为电路拓扑结构在模态a时的工作状态示意图，在输出电压uo大于零的正半周，如图28所示为对应的时序图，当调制波大于载波时，控制功率开关管S3、S1导通，S2断开，二极管D1、D2、D3截止；输入侧、电感L1和功率开关管S3形成回路；直流电源U1通过功率开关管S3给电感L1充电，储备能量。
功率开关管S1、电容C1和输出侧的节点a、c形成回路；电容C1通过功率开关管S1给输出侧负载或电网供电，输出侧节点a和节点c的电压为电容C1两端电压UC1，此时输出电压幅值Uom＝+mUC1，其中m为调制比。输出侧(交流侧)所在的续流回路与输入侧(直流侧)断开，从而使该拓扑结构抑制了共模电流。
模态b
该模态时间极端，在具体分析时可忽略不计，如图20所示，当调制波小于载波时，控制功率开关管S1、S2、S3断开，二极管D1和D3均导通，二极管D2关断；
输入侧、电感L1、二极管D1、电容C1、电容C2和二极管D3形成回路；输出侧节点a、c、二极管D3和电容C2形成回路；直流侧电源Uin和电感L1给电容C1、C2充电，电感L1减小，直到为零为止，进入模态c；电容C2通过二极管D3给输出侧负载或电网供电。输出侧(交流侧)所在的续流回路与输入侧(直流侧)断开，从而使该拓扑结构抑制了共模电流。
模态c
如图21所示，当调制波小于载波时，控制功率开关管S1、S2、S3断开，二极管D3导通，二极管D1、D2关断；
电感L1电流为零，电感L1处于电流断续状态，输出侧节点a、c、二极管D3和电容C2形成回路。输出侧(交流侧)所在的续流回路与输入侧(直流侧)断开，从而使该拓扑结构抑制了共模电流。
模态d
如图22所示为电路拓扑结构模态d时的工作状态，在输出电压uo小于零的负半周，如图29所示为对应的时序图，当调制波大于载波时，控制功率开关管S2、S3导通，S1断开，二极管D1、D2、D3截止；
输入侧、电感L1、功率开关管S3形成回路；直流电源U1通过功率开关管S3给电感L1充电；功率开关管S2、输出侧节点b、c和电容C2形成回路；输出电压幅值Uom＝-mUC1，其中m为调制比；电容C2通过功率开关管S2给输出侧负载或电网供电。输出侧(交流侧)所在的续流回路与输入侧(直流侧)断开，从而使该拓扑结构抑制了共模电流。
模态e
该模态时间极端，在具体分析时可忽略不计，如图23所示，当调制波小于载波时，控制功率开关管S1、S2、S3断开，二极管D1、D2、D3均导通；
输入侧、电感L1、二极管D1、D3和电容C1、C2形成回路；直流电源U1和电感L1给电容C1、C2充电，电感L1减小，直到为零为止，进入模态f；二极管D2、电容C1和输出侧节点b、c形成回路；电容C1通过二极管D2给输出侧负载或电网供电。输出侧(交流侧)所在的续流回路与输入侧(直流侧)断开，从而使该拓扑结构抑制了共模电流。
模态f
如图24所示，当调制波小于载波时，控制功率开关管S1、S2、S3断开，二极管D1、D3截止，二极管D2导通；二极管D2、电容C1和输出侧节点b、c形成回路；电容C1通过二极管D2给输出侧负载或电网供电。输出侧(交流侧)所在的续流回路与输入侧(直流侧)断开，从而使该拓扑结构抑制了共模电流。
本实施例中输入电压与输出电压幅值之间的关系计算同实施例2-4，与传统的升压逆变器相比，变比高，可调范围大。采用本实施例所述的控制方法使电路得到质量较好的输出电压uo，抗干扰能力强，稳定性好，有益效果同实施例4，此外还消除了环流的问题；综合本实施例的模态分析可知，输出侧(交流侧)所在的续流回路与输入侧(直流侧)断开，从而使该拓扑结构抑制了共模电流，消除了共模干扰，因此没有漏电流。
本实施例所述的升压逆变器工作时，在输出电压大于零的正半周期和小于零的负半周期分别工作在不同的模态，形成不同的升压逆变回路，如图25所示。功率开关管S1的控制信号为高频开关信号，功率开关管S2在输出电压uo大于零的正半周时工作在高频状态，而在负半周期时处于关断状态，功率开关管S3在输出电压uo小于零的负半周时工作在高频状态，而在正半周期时处于关断状态，功率开关管S2和功率开关管S3半周期工作在低频状态，减小了开关损耗。
经过比对，本实施例的一种升压半桥逆变器的工作原理不同于传统双Buck半桥逆变器和实施例1提出的升压半桥逆变器，当采用单极性调制时，本实施例不会出现环流，而传统双Buck逆变器和实施例1的升压半桥逆变器都会出现环流，本实施例通过半周期性的调制方式(如图25所示，功率开关管S2，S3分别工作在半个周期)解决了环流问题。
以上描述仅为本发明的较佳实施例以及对所运用技术原理的说明。本领域技术人员应当理解，本发明中所涉及的发明范围，并不限于上述技术特征的特定组合而成的技术方案，同时也应涵盖在不脱离本发明构思的情况下，由上述技术特征或其等同特征进行任意组合而形成的其它技术方案。例如上述特征与本发明中公开的(但不限于)具有类似功能的技术特征进行互相替换而形成的技术方案。

Claims (10)

1.一种升压半桥逆变器的控制方法，其特征在于：控制的升压半桥逆变器，包括功率开关管S1、S2，二极管D1、D2、D3，电感L1以及电容C1、C2；其中，
电感L1一端连接输入侧的一端，电感L1另一端与二极管D1阳极相连；
二极管D1阴极分别连接功率开关管S1的A端、二极管D2阴极和电容C1一端；
功率开关管S1的C端与二极管D3阴极和输入侧另一端连接于节点a；
二极管D2阳极与功率开关管S2的A端连接于节点b；
电容C1另一端与电容C2的一端连接于节点c；
二极管D3阳极分别连接功率开关管S2的C端和电容C2的另一端；
节点a、b和c形成输出侧；
所述功率开关管S1和S2的B端输入双极性调制波形，包括以下工作模态：当调制波大于载波时，控制功率开关管S1导通，S2断开，二极管D1、D2导通，D3截止，输入侧、电感L1、二极管D1和功率开关管S1形成回路，对电感L1充电；功率开关管S1、输出侧节点a、b和二极管D2形成回路；电容C1、功率开关管S1以及输出侧节点a、c形成回路，向输出侧供电；
当调制波小于载波时，控制功率开关管S2导通，S1断开，二极管D3导通，D2截止；输入侧、电感L1、二极管D1、电容C1、C2和二极管D3形成回路；功率开关管S2、输出侧节点a、b和二极管D3形成回路；功率开关管S2、输出侧节点a、c和电容C2形成回路，向输出侧供电。
2.根据权利要求1所述的一种升压半桥逆变器的控制方法，其特征在于：输出侧与输入侧的电压之比G：
Figure FDA0002354813330000011
其中，Uom为输出侧电压幅值；Uin为输入侧电压幅值；m为调制比；TS为调制周期；RO为滤波器输出侧连接的负载或电网的阻抗等效值。
3.根据权利要求2所述的一种升压半桥逆变器的控制方法，其特征在于：所述的输入侧一端与直流电源的正极连接，输入侧另一端与直流电源的负极连接；所述的输出侧与滤波器的输入侧连接，滤波器的输出侧与负载或电网连接；所述的功率开关管S1、S2为IGBT或MOSEFET。
4.一种升压半桥逆变器的控制方法，其特征在于：控制的升压半桥逆变器，包括功率开关管S1、S2和S3，二极管D1、D2、D3，电感L1以及电容C1、C2；其中，
电感L1一端连接输入侧的一端，电感L1另一端与二极管D1阳极、功率开关管S3的A端相连；
二极管D1阴极分别连接功率开关管S1的A端、二极管D2阴极和电容C1一端；
功率开关管S1的C端与二极管D3阴极、功率开关管S3的C端和输入侧另一端连接于节点a；
二极管D2阳极与功率开关管S2的A端连接于节点b；
电容C1另一端与电容C2的一端连接于节点c；
二极管D3阳极分别连接功率开关管S2的C端和电容C2的另一端；
节点a、b和c形成输出侧；
所述功率开关管S1、S2和S3的B端输入单极性调制波形，包括以下工作模态：
在输出电压uo大于零的正半周，当调制波大于载波时，控制功率开关管S3、S1导通，S2断开，二极管D1、D2、D3截止；
输入侧、电感L1和功率开关管S1形成回路；
功率开关管S1、电容C1和输出侧的节点a、c形成回路；
当调制波小于载波时，控制功率开关管S1、S2、S3断开，二极管D1和D3均导通，二极管D2关断；
输入侧、电感L1、二极管D1、电容C1、电容C2和二极管D3形成回路；
输出侧节点a、c、二极管D3和电容C2形成回路；
当调制波小于载波时，控制功率开关管S1、S2、S3断开，二极管D3导通，二极管D1、D2关断；
输出侧节点a、c、二极管D3和电容C2形成回路；
在输出电压uo小于零的负半周，当调制波大于载波时，控制功率开关管S2、S3导通，S1断开，二极管D1、D2、D3截止；
输入侧、电感L1、功率开关管S3形成回路；
功率开关管S2、输出侧节点b、c和电容C2形成回路；
当调制波小于载波时，控制功率开关管S1、S2、S3断开，二极管D1、D2、D3均导通；
输入侧、电感L1、二极管D1、D3和电容C1、C2形成回路；
二极管D2、电容C1和输出侧节点b、c形成回路；
当调制波小于载波时，控制功率开关管S1、S2、S3断开，二极管D1、D3截止，二极管D2导通；
二极管D2、电容C1和输出侧节点b、c形成回路。
5.根据权利要求4所述的一种升压半桥逆变器的控制方法，其特征在于：所述的输入侧一端与直流电源的正极连接，输入侧另一端与直流电源的负极连接；所述的输出侧与滤波器的输入侧连接，滤波器的输出侧与负载或电网连接；所述的功率开关管S1、S2和S3为IGBT或MOSEFET。
6.根据权利要求3或5所述的一种升压半桥逆变器的控制方法，其特征在于：所述的滤波器为滤波器I，所述滤波器I包括滤波电感L2、L3和滤波电容CO，滤波电感L2一端与节点a连接，滤波电感L2另一端和滤波电感L3一端及滤波电容CO一端连接，滤波电容CO另一端连接于节点c；滤波电感L3另一端连接于节点b，滤波电容CO一端和节点c形成所述的滤波器的输出侧。
7.根据权利要求3或5所述的一种升压半桥逆变器的控制方法，其特征在于：所述的滤波器为滤波器II，所述滤波器II包括滤波电感L21、L31，滤波电感L21一端与节点a连接，滤波电感L21另一端和滤波电感L31一端连接，滤波电感L31另一端连接于节点b，滤波电感L31一端和节点c形成所述的滤波器的输出侧。
8.根据权利要求3或5所述的一种升压半桥逆变器的控制方法，其特征在于：所述的滤波器为滤波器III，所述滤波器III包括滤波电感L201、L301、L401，以及滤波电容CO1；滤波电感L201一端与节点a连接，滤波电感L201另一端和滤波电感L301一端、滤波电感L401一端、滤波电容CO1一端连接，滤波电感L301另一端连接于节点b，滤波电容CO1另一端连接于节点c，滤波电感L401另一端和节点c形成所述的滤波器的输出侧。
9.根据权利要求3所述的一种升压半桥逆变器的控制方法，其特征在于：所述滤波器的输出侧电压作为反馈电压，与给定电压Uref相比较得到误差值，误差值经调节器调节后与三角波比较产生脉冲信号，输入到功率开关管S1和S2的B端。
10.根据权利要求5所述的一种升压半桥逆变器的控制方法，其特征在于：所述滤波器的输出侧电压作为反馈电压，与给定电压Uref相比较得到误差值，误差值经调节器调节后与三角波比较产生脉冲信号，输入到功率开关管S1、S2和S3的B端。
CN201910514920.8A 2019-06-14 2019-06-14 一种升压半桥逆变器的控制方法 Active CN110098759B (zh)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201910514920.8A CN110098759B (zh) 2019-06-14 2019-06-14 一种升压半桥逆变器的控制方法
NL2025812A NL2025812B1 (en) 2019-06-14 2020-06-11 Boost half-bridge inverter and control circuit and method therefor

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201910514920.8A CN110098759B (zh) 2019-06-14 2019-06-14 一种升压半桥逆变器的控制方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN110098759A CN110098759A (zh) 2019-08-06
CN110098759B true CN110098759B (zh) 2020-05-05

Family

ID=67450823

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201910514920.8A Active CN110098759B (zh) 2019-06-14 2019-06-14 一种升压半桥逆变器的控制方法

Country Status (2)

Country Link
CN (1) CN110098759B (zh)
NL (1) NL2025812B1 (zh)

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003111393A (ja) * 2001-09-28 2003-04-11 Toshiba Corp 昇圧装置、電力変換装置及び家電機器
CN102437764A (zh) * 2011-10-09 2012-05-02 西安爱科电子有限责任公司 一种七电平dc-ac变换器
CN205407612U (zh) * 2016-03-09 2016-07-27 浙江大学城市学院 一种高功率因数推挽直流电源拓扑电路
CN207691703U (zh) * 2018-01-24 2018-08-03 胡炎申 一种光伏发电系统的dc/ac模块

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH04315796A (ja) * 1991-04-15 1992-11-06 Tokyo Electric Co Ltd 放電灯点灯装置
CN107834886B (zh) 2017-12-08 2019-06-25 安徽工业大学 一种单级升压逆变器及其控制方法

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003111393A (ja) * 2001-09-28 2003-04-11 Toshiba Corp 昇圧装置、電力変換装置及び家電機器
CN102437764A (zh) * 2011-10-09 2012-05-02 西安爱科电子有限责任公司 一种七电平dc-ac变换器
CN205407612U (zh) * 2016-03-09 2016-07-27 浙江大学城市学院 一种高功率因数推挽直流电源拓扑电路
CN207691703U (zh) * 2018-01-24 2018-08-03 胡炎申 一种光伏发电系统的dc/ac模块

Also Published As

Publication number Publication date
NL2025812A (en) 2020-12-22
CN110098759A (zh) 2019-08-06
NL2025812B1 (en) 2020-12-29

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN111064359A (zh) 宽范围双向变换电路及控制方法
CN107834886B (zh) 一种单级升压逆变器及其控制方法
Wu et al. Off-line applications with single-stage converters
CN109980978B (zh) 一种变换器及其调制方法
CN109889047A (zh) 一种适用于宽输入宽输出电压范围的两级式dc-dc变换器
CN107959429B (zh) 一种耦合电感升压逆变器及其控制方法
CN111865129B (zh) 一种四开关单相单级式开关升压逆变器
Zhang et al. A modulation scheme with full range ZVS and natural power factor correction for bridgeless single-stage isolated AC–DC converter
CN110098759B (zh) 一种升压半桥逆变器的控制方法
CN116961399A (zh) 基于输出反向的反激与降压单元的无桥降压型pfc变换器
CN115001284A (zh) 一种隔离单级双向多用途拓扑电路及其控制策略
CN110492753A (zh) 一种带储能电感的双向全桥dc-dc变换器的等效控制方法
Wang et al. High-efficiency high-power bridgeless integrated AC-DC converter for on-board vehicle battery charger
CN115441762A (zh) 一种单相五电平逆变器及其控制方法
CN110149064B (zh) 一种双输入升压逆变器的控制方法
Outeiro et al. Resonant power converters applications: L s C s L p C p circuit for renewable energy sources as case study
CN113783455A (zh) 一种可抑制漏电流的光伏逆变器及其控制方法
CN110729913B (zh) 一种单级式高增益五开关Boost型逆变器
CN113595427B (zh) 一种双输入双升压无漏电流逆变器及其控制电路和方法
CN111987913B (zh) 可实现有源功率解耦的准单级ac/dc变换器电路
CN111082692A (zh) 一种功率解耦电路
Dewangan et al. Single Phase Isolated Onboard Charger for Electric Vehicle
Ting et al. A soft switching power factor correction interleaved AC-DC boost converter
Wang et al. A five-switches dual-transformer LLC converter for wide gain range application
Zhang et al. Transformerless three-level DC-DC buck converter with a high step-down conversion ratio

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant
TR01 Transfer of patent right
TR01 Transfer of patent right

Effective date of registration: 20231218

Address after: 230000 floor 1, building 2, phase I, e-commerce Park, Jinggang Road, Shushan Economic Development Zone, Hefei City, Anhui Province

Patentee after: Dragon totem Technology (Hefei) Co.,Ltd.

Address before: 243002 No. 59 East Lake Road, Anhui, Ma'anshan

Patentee before: ANHUI University OF TECHNOLOGY

TR01 Transfer of patent right
TR01 Transfer of patent right

Effective date of registration: 20240411

Address after: Building 8, 4th Floor, Sino German Cooperation Innovation Park, No. 719 Qingtan Road, Economic and Technological Development Zone, Hefei City, Anhui Province, 230031

Patentee after: Bingyu High tech Technology Co.,Ltd.

Country or region after: China

Address before: 230000 floor 1, building 2, phase I, e-commerce Park, Jinggang Road, Shushan Economic Development Zone, Hefei City, Anhui Province

Patentee before: Dragon totem Technology (Hefei) Co.,Ltd.

Country or region before: China