CN117200602A - 一种双模无漏电流非隔离型五电平单级升压并网逆变器 - Google Patents

一种双模无漏电流非隔离型五电平单级升压并网逆变器 Download PDF

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胡雪峰
闻博
霍亮
徐紫俊
陈彦龙
李艳
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Abstract

本发明公开一种双模无漏电流非隔离型五电平单级升压并网逆变器，属于电力电子变换器技术领域；逆变器包括：三个电容、二极管、十个开关支路以及升压电感；其输出通过LCL型滤波器与电网相连；具有产生五电平输出电压的能力，使输出电压波形接近于正弦波，降低进网电流失真；并通过比较电网电压瞬时值和输入电压值，实现降压和升压两种工作模式，且仅在电网电压瞬时值的绝对值大于输入电压值时工作在升压模式，减少了不必要开关管的导通，降低损耗；三个储能电容均能在各自的工作时间段内工作在开关频率，大幅降低储能电容的容值要求；采用了输入电压负极与电网中性点直接相连的共地结构，理论上能完全消除漏电流。

Description

一种双模无漏电流非隔离型五电平单级升压并网逆变器
技术领域
本发明属于电力电子变换器技术领域，具体涉及一种双模无漏电流非隔离型五电平单级升压并网逆变器。
背景技术
面对能源短缺和环境的问题，可再生能源的利用率要得到提高，其中，太阳能光伏发电十分符合上述的发展方向。在光伏发电系统中，无变压器的非隔离型光伏逆变器具有高效率、低成本的优点，但高频的开关动作可能会在光伏阵列与地面之间的寄生电容上施加共模电压产生共模电流，影响进网电流质量，并且会造成危险。
另外，由于光伏阵列的输出电压较低，往往需要在电路中增加升压环节使电压升高至电网幅值及以上，来满足并网要求。对于并网逆变器，多电平的输出电压，能够使输出电压的波形更接近于正弦波，因此可以降低进网电流的失真，减小滤波器的尺寸，从而增大逆变器的功率密度，减小逆变器体积。
针对多电平逆变电路，文献《Integrated DC-DC Converter Based Grid-Connected Transformerless Photovoltaic Inverter With Extended Input VoltageRange》IEEE2018公开了一种单级升压并网逆变器，能在单级实现升压及逆变的功能，能够实现五电平输出电压。采用相应的调制策略来限制共模漏电流大小，但通过实验结果可以看出此拓扑仍具有明显的共模漏电流。文献《Implementation and Analysis of a NovelSwitched-Boost Common-Ground Five-Level InverterModulatedWith ModelPredictive Control Strategy》IEEE2022，公开了一种具有升压功能的共地型单级逆变器，该逆变器存在一倍Vin输出和二倍Vin输出的两个能量传递模态切换工作的时间段，能实现五电平电压输出。但在此逆变电路中，各个中间储能电容其工作的时间段一直放电，无法及时补充能量，因此要求较大的电容容值，增大了逆变电路的体积。
综上所述，现有技术中多电平逆变器输入电压范围较窄，对输入电压值要求较高，大部分逆变器的中间储能电容不能及时补充能量，需要较大的容值，增大逆变器体积。
发明内容
针对现有技术的不足，本发明的目的在于提供一种双模无漏电流非隔离型五电平单级升压并网逆变器，解决了现有技术中的问题。
本发明的目的可以通过以下技术方案实现：
一种双模无漏电流非隔离型五电平单级升压并网逆变器，包括三个电容C1-C3、二极管D1、十个开关支路Q1-Q10以及升压电感Lb；
升压电感Lb的一端连接输入电源Vin的正极、电容C1的一端和二极管D1的正极，升压电感Lb的另一端连接电容C2的一端、开关支路Q4的一端和开关支路Q5的一端；
开关支路Q6的一端连接电容C2的另一端和开关支路Q7的一端，开关支路Q6的另一端与输入电源Vin的负极、开关支路Q5的另一端、开关支路Q10的一端以及开关支路Q3的一端连接于B点；
开关支路Q1的一端连接电容C1的另一端和开关支路Q4的另一端，开关支路Q1的另一端与开关支路Q7的一端、开关支路Q8的另一端，和开关支路Q2的一端连接于A点；
开关支路Q8的另一端连接二极管D1的负极和开关支路Q9的一端，开关支路Q9的另一端连接电容C3的一端和开关管Q10的另一端，电容C3的另一端连接开关电路Q2的另一端和开关支路Q3的另一端。
进一步地，所述开关支路Q1、Q3、Q5、Q8、Q9和Q10均为单开关管，且为带有反并联二极管的IGBT或MOSFET；开关支路Q2包括两个反向串联的开关管，或者两个反向并联的逆阻型开关管；开关支路Q4、Q6和Q7均包括带有串联反向二极管的开关管或者逆阻型开关管。
进一步地，所述逆变器的输出侧与滤波器的输入侧连接，滤波器的输出侧与电网连接。
进一步地，所述滤波器为LCL型，包括滤波电感Lf1、Lf2和滤波电容Cf，滤波电感Lf1一端与A点连接，滤波电感Lf1另一端与滤波电容Cf一端和滤波电感Lf2一端连接，滤波电感Lf2的另一端和电网的一端连接，滤波电容Cf的另一端、电网的另一端与B点连接。
进一步地，所述电容C1、C2和C3均为无极性电容。
进一步地，仅当电网电压瞬时值的绝对值大于输入电压值时，逆变器工作在升压模式，其余均工作在降压模式。
进一步地，所述逆变器包括八个模态：
模态一：在正半周期，输入电压大于电网电压绝对值时，当调制波大于载波时，控制开关支路Q8导通，二极管D1导通，输入电源Vin向电网侧供电，此时桥臂电压uAB＝uin；
模态二：在正半周期，输入电压大于电网电压绝对值时，当调制波小于载波时，控制开关支路Q3和开关支路Q2导通，电网侧续流，此时桥臂电压uAB＝0；
模态三：在正半周期，输入电压小于电网电压绝对值时，当调制波大于载波时，控制开关支路Q1和开关支路Q5导通，输入电源Vin通过开关支路Q5给升压电感Lb充电，输入电源Vin和电容C1串联共同向电网侧供电，此时桥臂电压uAB＝uin+uC1；
模态四：在正半周期，输入电压小于电网电压绝对值时，当调制波小于载波时，控制开关支路Q4和开关支路Q8导通，升压电感Lb通过开关管Q4和二极管D1向电容C1充电，电网侧续流，此时桥臂电压uAB＝uin；
模态五：在负半周期，输入电压大于电网电压绝对值时，当调制波小于载波时，控制开关支路Q2和开关支路Q10导通，电容C3向电网侧供电，此时桥臂电压uAB＝-uC3；
模态六：在负半周期，输入电压大于电网电压绝对值时，当调制波大于载波时，控制开关支路Q2和开关支路Q9导通，输入电源Vin通过向电容C3充电；电网侧续流，此时桥臂电压uAB＝0；
模态七：在负半周期，输入电压小于电网电压绝对值时，当调制波小于载波时，控制开关支路Q5、开关支路Q7和开关支路Q9导通，输入电源Vin给升压电感Lb充电，电容C2向电网侧供电，此时桥臂电压uAB＝-uC2；
模态八：在负半周期，输入电压小于电网电压绝对值时，当调制波大于载波时，控制开关支路Q2、开关支路Q6和开关支路Q10导通，输入电源Vin与升压电感Lb通过向电容C2充电，电容C3向电网侧供电，此时桥臂电压uAB＝-uC3。
进一步地，所述并网逆变器的控制过程为：将滤波器的电感Lf1一侧的电流作为反馈电流，与给定电流iref比较得到误差值，误差值经过调节器后得到控制信号，将其与调制信号进行比较从而得到各个开关支路的驱动信号。
一种光伏设备，其中设置有上述并网逆变器。
本发明的有益效果：
1、本发明提供的双模无漏电流非隔离型五电平单级升压并网逆变器，能够通过比较电网电压的瞬时值与输入电压值，实现两种不同的工作模式：降压模式和升压模式。仅在电网电压瞬时值的绝对值大于输入电压值时工作在升压模式，其余时间段均工作在降压模式，减少不必要开关管的导通，降低逆变器损耗。
2、本发明提供的双模无漏电流非隔离型五电平单级升压并网逆变器能够在单级实现升压和逆变功能，产生五电平输出电压，使输出电压波形更接近于正弦波，降低并网电流失真，减小滤波器的尺寸。
3、本发明提供的双模无漏电流非隔离型五电平单级升压并网逆变器，具有3个中间储能电容C1～C3，3个中间储能电容都能在各自工作的时间段工作在开关频率，能够降低储能电容的容值要求。
4、本发明提供的双模无漏电流非隔离型五电平单级升压并网逆变器，采用了中性点共地的结构，理论上具备完全消除漏电流的特点。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是本发明的并网逆变器的结构示意图；
图2是本发明的并网逆变器工作原理示意图；
图3是本发明的并网逆变器的电路拓扑图；
图4是本发明的并网逆变器工作模态一的示意图
图5是本发明的并网逆变器工作模态二的示意图
图6是本发明的并网逆变器工作模态三的示意图
图7是本发明的并网逆变器工作模态四的示意图
图8是本发明的并网逆变器工作模态五的示意图
图9是本发明的并网逆变器工作模态六的示意图
图10是本发明的并网逆变器工作模态七的示意图
图11是本发明的并网逆变器工作模态八的示意图
图12是本发明的并网逆变器的并网仿真波形图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。
如图1和3所示，一种双模无漏电流非隔离型五电平单级升压并网逆变器，包括三个电容C1-C3、二极管D1、十个开关支路Q1-Q10以及升压电感Lb；其中：
升压电感Lb的一端连接输入电源Vin的正极、电容C1的一端和二极管D1的正极，升压电感Lb的另一端连接电容C2的一端、开关支路Q4的一端和开关支路Q5的一端；
开关支路Q6的一端连接电容C2的另一端和开关支路Q7的一端，开关支路Q6的另一端与输入电源Vin的负极、开关支路Q5的另一端、开关支路Q10的一端以及开关支路Q3的一端连接于B点；
开关支路Q1的一端连接电容C1的另一端和开关支路Q4的另一端，开关支路Q1的另一端与开关支路Q7的一端、开关支路Q8的另一端，和开关支路Q2的一端连接于A点；
开关支路Q8的另一端连接二极管D1的负极和开关支路Q9的一端，开关支路Q9的另一端连接电容C3的一端和开关管Q10的另一端，电容C3的另一端连接开关电路Q2的另一端和开关支路Q3的另一端。
开关支路Q1、开关支路Q3、开关支路Q5、开关支路Q8、开关支路Q9和开关支路Q10均为单开关管，所用开关管可为带有反并联二极管的IGBT或MOSFET；开关支路Q2包括两个反向串联的开关管，或者两个反向并联的逆阻型开关管；开关支路Q4、开关支路Q6和开关支路Q7均包括带有串联反向二极管的开关管或者逆阻型开关管。
值得一提的是，电容C1、C2和C3均为无极性电容。
并网逆变器的输出侧与滤波器的输入侧连接，滤波器的输出侧与电网连接；滤波器为LCL型，包括滤波电感Lf1、Lf2和滤波电容Cf，滤波电感Lf1一端与A点连接，滤波电感Lf1另一端与滤波电容Cf一端和滤波电感Lf2一端连接，滤波电感Lf2的另一端和电网Vg的一端连接，滤波电容Cf的另一端、电网Vg的另一端与B点连接。
如图3所示，并网逆变器中的3个中间储能电容在各自的工作时间段能够工作在开关频率，与背景技术中的文献《Integrated DC-DC Converter Based Grid-ConnectedTransformerless Photovoltaic Inverter With Extended Input Voltage Range》和《Implementation and Analysis of a Novel Switched-Boost Common-Ground Five-Level Inverter Modulated With Model Predictive Control Strategy》相比，能量能及时得到补充，大大降低中间储能电容容值，减小逆变器体积。且此逆变器采用了中性点共地的结构，理论上能完全消除漏电流。
图2为此五电平逆变器的工作原理图，通过电网电压ug瞬时值和输入电压uin比较可以得到T1～T6共6个工作时间段。
正半周期中，当电网电压ug瞬时值小于输入电压uin时，即图2中的T1和T3两个工作时间段，此时逆变器的输出电压为uin和0交替，为降压工作模式；通过调制得到开关支路Q2、Q3、和Q8的开关信号；
当电网电压ug大于输入电压uin时，即图2中的T2工作时间段，图2中T2工作时间段表示电容C1工作在Buck-Boost模式，在此时间段逆变器的输出电压为uin+uC1和uin交替，其中输出电压为uin+uC1时可等效为逆变器工作在Boost模式，因此此逆变器在T2工作时间段内为升压工作模式；通过调制得到开关支路Q1、Q4、Q5和Q8的开关信号。
负半周期中，当电网电压ug瞬时值的绝对值小于输入电压uin时，即图2中的T4和T6两个工作时间段，此逆变器的输出电压为-uC1和0交替，为降压工作模式；通过调制得到开关支路Q2、Q9和Q10的开关信号；
当电网电压ug大于输入电压uin时，即图2中的T5工作时间段，此逆变器的输出电压为-uC2和-uC3交替，为升压工作模式；通过调制得到开关支路Q2、Q5、Q6、Q7、Q9和Q10的开关信号。
值得一提的是，在本实施例中，并网逆变器的控制过程为：将滤波器的电感Lf1一侧的电流作为反馈电流，与给定电流iref比较得到误差值，误差值经过调节器后得到控制信号，将其与调制信号进行比较从而得到各个开关支路的驱动信号，从而来控制并网逆变器。
综上，在全部周期内，仅当电网电压ug瞬时值的绝对值大于输入电压uin时，此逆变器工作才在升压模式下，此外逆变器均工作在降压模式，在降压模式下此逆变器只有较少的开关管进行工作，克服了传统三电平升压逆变器全周期升压的缺点，根据电网电压ug瞬时值灵活选择工作模式，减少了逆变器的损耗。
本发明的双模无漏电流非隔离型五电平单级升压并网逆变器包括8个模态，详细情况如下：
模态一：如图4所示，在正半周期，输入电压uin大于电网电压ug绝对值时，当调制波大于载波时，控制开关支路Q8导通，二极管D1导通，输入电源Vin向电网侧供电，此时桥臂电压uAB＝uin；
模态二：如图5所示，在正半周期，输入电压uin大于电网电压ug绝对值时，当调制波小于载波时，控制开关支路Q3和开关支路Q2导通，电网侧续流，此时桥臂电压uAB＝0；
模态三：如图6所示，在正半周期，输入电压uin小于电网电压ug绝对值时，当调制波大于载波时，控制开关支路Q1和开关支路Q5导通，输入电源Vin通过开关支路Q5给升压电感Lb充电，输入电源Vin和电容C1串联共同向电网侧供电，此时桥臂电压uAB＝uin+uC1；
模态四：如图7所示，在正半周期，输入电压uin小于电网电压ug绝对值时，当调制波小于载波时，控制开关支路Q4和开关支路Q8导通，升压电感Lb通过开关管Q4和二极管D1向电容C1充电，电网侧续流，此时桥臂电压uAB＝uin；
模态五：如图8所示，在负半周期，输入电压uin大于电网电压ug绝对值时，当调制波小于载波时，控制开关支路Q2和开关支路Q10导通，电容C3向电网侧供电，此时桥臂电压uAB＝-uC3；
模态六：如图9所示，在负半周期，输入电压uin大于电网电压ug绝对值时，当调制波大于载波时，控制开关支路Q2和开关支路Q9导通，输入电源Vin通过向电容C3充电；电网侧续流，此时桥臂电压uAB＝0；
模态七：如图10所示，在负半周期，输入电压uin小于电网电压ug绝对值时，当调制波小于载波时，控制开关支路Q5、开关支路Q7和开关支路Q9导通，输入电源Vin给升压电感Lb充电，电容C2向电网侧供电，此时桥臂电压uAB＝-uC2；
模态八：如图11所示，在负半周期，输入电压uin小于电网电压ug绝对值时，当调制波大于载波时，控制开关支路Q2、开关支路Q6和开关支路Q10导通，输入电源Vin与升压电感Lb通过向电容C2充电，电容C3向电网侧供电，此时桥臂电压uAB＝-uC3。
为验证上述实例的技术效果，在Matalab/simulink上搭建了此逆变器仿真模型，对各元器件进行了如表1所示的参数选型，进行了仿真；电网电压ug电流ig及桥臂电压uAB波形图如图12所示。
表1所提逆变器仿真参数
由图12可知，此逆变器能够通过比较输入电压和电网电压，工作在降压和升压两种模式；且在使用较小的母线电容的情况下，得到更趋近于正弦波的五电平输出电压，图中显示进网电流的质量较高，失真率较低。仿真结果与理论分析完全一致。
在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“示例”、“具体示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。
以上显示和描述了本发明的基本原理、主要特征和本发明的优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。

Claims (9)

1.一种双模无漏电流非隔离型五电平单级升压并网逆变器，其特征在于，包括三个电容C1-C3、二极管D1、十个开关支路Q1-Q10以及升压电感Lb；
升压电感Lb的一端连接输入电源Vin的正极、电容C1的一端和二极管D1的正极，升压电感Lb的另一端连接电容C2的一端、开关支路Q4的一端和开关支路Q5的一端；
开关支路Q6的一端连接电容C2的另一端和开关支路Q7的一端，开关支路Q6的另一端与输入电源Vin的负极、开关支路Q5的另一端、开关支路Q10的一端以及开关支路Q3的一端连接于B点；
开关支路Q1的一端连接电容C1的另一端和开关支路Q4的另一端，开关支路Q1的另一端与开关支路Q7的一端、开关支路Q8的另一端，和开关支路Q2的一端连接于A点；
开关支路Q8的另一端连接二极管D1的负极和开关支路Q9的一端，开关支路Q9的另一端连接电容C3的一端和开关管Q10的另一端，电容C3的另一端连接开关电路Q2的另一端和开关支路Q3的另一端。
2.根据权利要求1所述的一种双模无漏电流非隔离型五电平单级升压并网逆变器，其特征在于，所述开关支路Q1、Q3、Q5、Q8、Q9和Q10均为单开关管，且为带有反并联二极管的IGBT或MOSFET；开关支路Q2包括两个反向串联的开关管，或者两个反向并联的逆阻型开关管；开关支路Q4、Q6和Q7均包括带有串联反向二极管的开关管或者逆阻型开关管。
3.根据权利要求1所述的一种双模无漏电流非隔离型五电平单级升压并网逆变器，其特征在于，所述逆变器的输出侧与滤波器的输入侧连接，滤波器的输出侧与电网连接。
4.根据权利要求3所述的一种双模无漏电流非隔离型五电平单级升压并网逆变器，其特征在于，所述滤波器为LCL型，包括滤波电感Lf1、Lf2和滤波电容Cf，滤波电感Lf1一端与A点连接，滤波电感Lf1另一端与滤波电容Cf一端和滤波电感Lf2一端连接，滤波电感Lf2的另一端和电网的一端连接，滤波电容Cf的另一端、电网的另一端与B点连接。
5.根据权利要求1所述的一种双模无漏电流非隔离型五电平单级升压并网逆变器，其特征在于，所述电容C1、C2和C3均为无极性电容。
6.根据权利要求1所述的一种双模无漏电流非隔离型五电平单级升压并网逆变器，其特征在于，仅当电网电压瞬时值的绝对值大于输入电压值时，逆变器工作在升压模式，其余均工作在降压模式。
7.根据权利要求1所述的一种双模无漏电流非隔离型五电平单级升压并网逆变器，其特征在于，所述逆变器包括八个模态：
模态一：在正半周期，输入电压大于电网电压绝对值时，当调制波大于载波时，控制开关支路Q8导通，二极管D1导通，输入电源Vin向电网侧供电，此时桥臂电压uAB＝uin；
模态二：在正半周期，输入电压大于电网电压绝对值时，当调制波小于载波时，控制开关支路Q3和开关支路Q2导通，电网侧续流，此时桥臂电压uAB＝0；
模态三：在正半周期，输入电压小于电网电压绝对值时，当调制波大于载波时，控制开关支路Q1和开关支路Q5导通，输入电源Vin通过开关支路Q5给升压电感Lb充电，输入电源Vin和电容C1串联共同向电网侧供电，此时桥臂电压uAB＝uin+uC1；
模态四：在正半周期，输入电压小于电网电压绝对值时，当调制波小于载波时，控制开关支路Q4和开关支路Q8导通，升压电感Lb通过开关管Q4和二极管D1向电容C1充电，电网侧续流，此时桥臂电压uAB＝uin；
模态五：在负半周期，输入电压大于电网电压绝对值时，当调制波小于载波时，控制开关支路Q2和开关支路Q10导通，电容C3向电网侧供电，此时桥臂电压uAB＝-uC3；
模态六：在负半周期，输入电压大于电网电压绝对值时，当调制波大于载波时，控制开关支路Q2和开关支路Q9导通，输入电源Vin通过向电容C3充电；电网侧续流，此时桥臂电压uAB＝0；
模态七：在负半周期，输入电压小于电网电压绝对值时，当调制波小于载波时，控制开关支路Q5、开关支路Q7和开关支路Q9导通，输入电源Vin给升压电感Lb充电，电容C2向电网侧供电，此时桥臂电压uAB＝-uC2；
模态八：在负半周期，输入电压小于电网电压绝对值时，当调制波大于载波时，控制开关支路Q2、开关支路Q6和开关支路Q10导通，输入电源Vin与升压电感Lb通过向电容C2充电，电容C3向电网侧供电，此时桥臂电压uAB＝-uC3。
8.根据权利要求4所述的一种双模无漏电流非隔离型五电平单级升压并网逆变器，其特征在于，所述并网逆变器的控制过程为：将滤波器的电感Lf1一侧的电流作为反馈电流，与给定电流iref比较得到误差值，误差值经过调节器后得到控制信号，将其与调制信号进行比较从而得到各个开关支路的驱动信号。
9.一种光伏设备，其特征在于，其中设置有权利要求1-8任一项所述的并网逆变器。
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CN117477974B (zh) * 2023-12-27 2024-03-29 南京云海光电科技有限公司 一种共地型开关电容五电平逆变器

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