CN108809130B - Semi-Z源单相逆变器的调制方法 - Google Patents
Semi-Z源单相逆变器的调制方法 Download PDFInfo
- Publication number
- CN108809130B CN108809130B CN201810645257.0A CN201810645257A CN108809130B CN 108809130 B CN108809130 B CN 108809130B CN 201810645257 A CN201810645257 A CN 201810645257A CN 108809130 B CN108809130 B CN 108809130B
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- voltage
- switch
- inductance
- current
- capacitor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
Abstract
本发明公开的Semi‑Z源单相逆变器的调制方法,首先建立Semi‑Z源逆变器电路拓扑的线性调制算法;其次,根据调制算法要求确定Semi‑Z源逆变器电路拓扑中的电容的电压值,确定电感电流纹波与电容电压纹波的关系;然后,根据调制算法要求,结合得出的电感电流纹波与电容电压纹波的关系,求解电感的电感值需求;最后,结合电容电压和电感值需求代入建立的调制算法中,分别求解开关的占空比,根据占空比确定开关的通断状态。本发明公开的调制方法突破了原有方法仅适用于小功率场合、较低输出频率的限制,使该逆变器拓扑同样具有驱动重载、输出中频交流的能力,降低开关器件的电压应力,实现控制信号与输出的线性化易于控制器设计。
Description
技术领域
本发明属于电力电子技术领域,涉及一种Semi-Z源单相逆变器的调制 方法。
背景技术
电压源逆变器同一个桥臂的上下功率开关不能同时开通,否则会造成短 路现象的发生,从而损坏逆变器,因此需在上下桥臂的开关信号之间加入死 区时间,但死区时间的加入又会带来输出波形的畸变。另一方面,逆变器输 出电压低于直流输入电压,在输入电压较低或变化范围较大的场合下,需要 在前级加一级升压变换器,导致系统整体结构复杂、效率变低。Z源逆变器 可克服电压源逆变器的上述不足,为功率逆变技术提供了一种新的变换器拓 扑和理论。
近年来,国内外很多学者开展了对Z源逆变器的研究,研究内容主要 包括Z源逆变器的工作原理和调制方法、Z源逆变器的建模与控制及Z源 逆变器的应用等方面。但传统的Z源逆变器拓扑存在以下缺陷:(1)Z源 网络电容电压较高,为实现升压的功能,电容电压大于输入电压,导致电容 体积与实现成本较高;(2)变换器存在启动冲击问题,不具有抑制启动冲击 的能力,从而损坏变换器。因此许多学者对Z源逆变器进行了改进,提出了 许多新型的拓扑。随着新型Z源逆变器拓扑的产生,不同的调制和控制策略 也随之被提出,Semi-Z源/准Z源逆变器仅使用两个有源器件来实现与全桥 逆变器相同的交流输出,具有实现更低成本及更高效率的潜力,同时,拓扑 中输入端与输出端实现了共地,能够有效减小共模电流,因此,这类逆变器 在分布式光伏阵列发电系统等应用中显示出了巨大潜力。但是,目前的 Semi-Z源单相逆变器的SPWM调制方法仅适用于输出电容值较小、轻载、 输出交流频率不高的应用场合,同时,由于调制信号与输出之间的非线性关 系,闭环设计也变得较为困难。
发明内容
本发明的目的是提供一种Semi-Z源单相逆变器的调制方法,解决了现 有Semi-Z源单相逆变器的SPWM调制方法仅适用于输出电容值较小、轻载、 输出交流频率不高的问题。
本发明所采用的技术方案是,Semi-Z源单相逆变器的调制方法,具体操 作步骤如下:
步骤1.建立Semi-Z源逆变器电路拓扑的线性调制算法模型;
步骤2.根据步骤1的调制算法要求,确定Semi-Z源逆变器电路拓扑中 的电容C1的电压值,确定电感L1电流纹波与电容C1电压纹波的关系;
步骤3.根据步骤1的调制算法要求,结合步骤2得出的电感L1电流纹 波与电容C1电压纹波的关系,求解电感L1的电感值需求;
步骤4.结合步骤2和步骤3的电容电压C1和电感值L1,代入步骤1建 立的调制算法模型中,分别求解开关S1和开关S2的占空比,根据占空比确 定开关S1和开关S2的通断状态。
本发明的其他特点还在于,
步骤1中线性算法模型的建立过程如下:
步骤1.1根据Semi-Z源逆变器工作原理:当开关S1开通而开关S2关断 时,输入电压给电感L1充电,则如公式1所示:
当开关S2开通而开关S1关断时,电感L1经开关S2的反并联的二极管给 电容C1充电,则如公式2所示:
其中,VL1为电感L1两段的电压,VC1为电容C1两端的电压,IL2为流过电感 L2的电流,IC2为流过电容C2的电流,Vin为输入电压,Vmid为中间段电压, 即从电容C1的负极到开关S1集电极之间的电压;
步骤1.2计算开关S1的占空比:首先设电容C1的电容值足够大,其两 端的电压可视为恒定值,经L2、C2滤波后的输出电压可如公式3所示:
Vmid=-VC1D+Vin(1-D) (3)
为了实现交流输出,则期望Vmid在开关周期内的平均值如公式4所示:
Vmid=Vosin(ωt) (4)
其中,Vo为期望输出交流电压的幅值,ω为系统角频率、t是实际时间;
将公式4代入公式3中,得出开关S1的占空比的瞬时值如公式5所示:
电容C1两端的恒定电压VC1由S1占空比的平均值决定,对公式3两端的各 个变量求其线周期内的平均值得到公式6:
其中,Davg表示S1占空比在一个线周期内的平均值;
对开关S1的占空比的瞬时值公式5进行积分运算得出:
Davg=1/2 (7)
将公式7代入公式6中得出:
VC1=Vin (8)
将公式7和公式8代入公式5中得到开关S1的占空比的瞬时值D如公 式9所示:
同理得到,开关S2占空比D′如公式10所示:
其中,Vin和Vo分别为输入和输出电压,M为系统调制度,ω为系统角频率、 t是实际时间。
步骤2中电容C1的电压值计算过程如下:
步骤2.1忽略电容C1的纹波,由公式8可知,电感L1的电感电流在一 个开关周期内的变化为:
将公式9代入公式11中得到:
对公式12进行积分得到电感L1的电感电流的纹波为:
其中,f为输出交流频率,M为系统调制度,Vin为输入电压,L1为电感的感 抗;
同时,电感L1的电感电流IL1(ωt)的近似表达式为:
其中,Io表示输出电流峰值,电感电流波形近似为直流量叠加工频周期的正 弦波,M为系统调制度,ω为系统角频率、t是实际时间,f为输出交流频率, Vin为输入电压;
步骤2.2根据电路工作原理,将电容C1在一个开关周期内的电容电压 变化量表示为:
其中,C1和VC1分别表示电容容值和其电压值,D为S1的占空比,IL1和IL2分别表示一个开关周期内流过两个电感L1和L2的平均电流;
输出滤波电感L2的电流近似为输出电流,结合公式12,得到电容C1的 电压表达式为:
其中,各个交流项为:
根据实际应用需求,得到电容C1容值的表达式如下:
步骤3中电感L1的电感值计算过程如下:
由公式16中的a1项可知,电感L1的电流纹波会导致电容C1电压纹波 的增大,尤其在输出电流较小的工况下,进而会引起输出交流波形的畸变, 设电感L1的电流纹波要求为:
计算得到电感L1的电感值的需求为:
其中,Vin为输入电压,f为输出交流频率,Io表示输出电流峰值。
步骤4的计算过程如下:
系统的电容值和电感值满足公式17和公式19的要求时,根据步骤1中 的公式9得到开关S1和开关S2的占空比,进而控制S1和S2的开关,具体过 程如下:
步骤4.1构建与公式9相同的调制波U,如公式20所示:
步骤4.2建立与功率器件开关频率fs同频的幅值为1的对称三角载波, 其初始值为1;
步骤4.3将步骤4.1得到的U与步骤4.2得到的三角载波比较,当U大 于三角载波时,开关S1导通,开关S2关断,否则开关S1关断,开关S2导通。
本发明的有益效果是,Semi-Z源单相逆变器的调制方法,针对Semi-Z 源/准Z源逆变器现有调制方法存在的问题与限制,突破了原有调制方法仅 适用于小功率场合、较低输出频率的限制,使该逆变器拓扑同样具有驱动重 载、输出中频交流的能力,并且降低了开关器件的电压应力。同时,这种调 制方法能够实现控制信号与输出的线性化,从而易于控制器设计。经过理论 计算与仿真验证可知,考虑无源器件需求,这种新型调制方法更适用于中频 输出的应用场合。
附图说明
图1是本发明的Semi-Z源单相逆变器的调制方法中Semi-Z源逆变器电 路拓扑示意图;
图2是本发明的Semi-Z源单相逆变器的调制方法中Semi-Z源逆变器电 路S1开通而S2关断时运行示意图;
图3是本发明的Semi-Z源单相逆变器的调制方法中Semi-Z源逆变器电 路S2开通而S1关断时运行示意图;
图4是本发明的Semi-Z源单相逆变器的调制方法中不同电感值选取下 的电容电压波形;
图5是50Hz工况下的仿真波形;
图6是800Hz工况下的仿真波形。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。
本发明的Semi-Z源单相逆变器的调制方法,Semi-Z源逆变器电路拓扑 如图1所示,其中,S1和S2为带反并联二极管的IGBT,L1和L2为电感,C1和C2为电容,R为输出侧电阻,Vin和Vo分别为输入输出电压,Vmid为中间 段电压,即从C1的负端到S1的集电极电压。Vin的正端接S2的集电极和L1的正端,L1的负端接C1的正端和S1的集电极,S2的发射极接C1的负端、L2的正端,L2的负端接C2的正端、R的正端,Vin的负端接S1的发射极、C2的 负端、R的负端。
本发明的Semi-Z源单相逆变器的调制方法,具体操作步骤如下:
步骤1.建立Semi-Z源逆变器电路拓扑的线性调制算法模型;
步骤2.根据步骤1的调制算法要求,确定Semi-Z源逆变器电路拓扑中 的电容C1的电压值,确定电感L1电流纹波与电容C1电压纹波的关系;
步骤3.根据步骤1的调制算法要求,结合步骤2得出的电感L1电流纹 波与电容C1电压纹波的关系,求解电感L1的电感值需求;
步骤4.结合步骤2和步骤3的电容电压C1和电感值L1,代入步骤1建 立的调制算法模型中,求解开关S1和开关S2的占空比,根据占空比确定开 关S1和开关S2的通断状态。
步骤1中线性算法模型的建立过程如下:
步骤1.1根据Semi-Z源逆变器工作原理:当开关S1开通而开关S2关断 时,如图2所示,输入电压给电感L1充电,则如公式1所示:
当开关S2开通而开关S1关断时,电感L1经开关S2的反并联的二极管给 电容C1充电,如图3所示,则如公式2所示:
其中,VL1为电感L1两段的电压,VC1为电容C1两端的电压,IL2为流过电感 L2的电流,IC2为流过电容C2的电流,Vin为输入电压,Vmid为中间段电压, 即从电容C1的负极到开关S1集电极之间的电压;
步骤1.2计算开关S1的占空比:首先设电容C1的电容值足够大,其两 端的电压视为恒定值,经L2、C2滤波后的输出电压可如公式3所示:
为了实现交流输出,则期望Vmid在开关周期内的平均值如公式4所示:
Vmid=Vosin(ωt) (4)
其中,Vo为期望输出交流电压的幅值,ω为系统角频率(50Hz系统角频率为 100π)、t是实际时间;
将公式4代入公式3中,得出开关S1的占空比的瞬时值如公式5所示:
电容C1两端的恒定电压VC1由S1占空比的平均值决定,对公式3两端的各 个变量求其线周期内的平均值得到公式6:
其中,Davg表示S1占空比在一个线周期内的平均值;
对开关S1的占空比的瞬时值公式5进行积分运算得出:
Davg=1/2 (7)
将公式7代入公式6中得出:
VC1=Vin (8)
将公式7和公式8代入公式5中得到开关S1的占空比D的瞬时值如公 式9所示:
同理得到,开关S2占空比D'如公式10所示(S1和S2互锁,D+D'=1):
其中,其中,Vin和Vo分别为输入和输出电压,M为系统调制度,ω为 系统角频率(50Hz系统角频率为100π)。
通过调节开关S1占空比D如公式9所示,可以使中间段电压Vmid满足 公式4,即实现输出交流的调制。由公式9和10可以看到,Semi-准Z源逆 变器的开关占空比与被控制的调制度成线性关系,与传统全桥电路的开关管 调制类似,因此,在这种调制方法下,更便于对控制器进行设计,实现良好 的动态性能;根据新型调制方法的原理,需求C1的容值足够大,因而理想 状态下逆变器的输出可视为电压源,不受负载大小及输出频率的影响,相比 原有的调制方法,具有带重载及输出中频的能力。
对Semi-Z源逆变器,其开关器件电压应力为:VS=Vin+VC1,对于原有调 制方法,电压应力最大达到3Vin,在新型调制方法下,由于电容电压恒定为 Vin,因而电压应力可以降低为2Vin;新型调制方法下的无源器件需求,由上 面所述的新型调制方法可知,调制的实现基于电容C1两端电压可视为恒定 值的前提。因此,需要对无源器件需求进行具体的计算与分析。由于开关的 占空比D以线周期变化,可以预见C1、L1上会出现工频纹波,在这种新型调制方法下,无源器件的需求被大大提升。
步骤2中电容C1的电压值计算过程如下:
步骤2.1忽略电容C1的纹波,由公式8可知,电感L1的电感电流在一 个开关周期内的变化为:
将公式9代入公式11中得到:
对公式12进行积分得到电感L1的电感电流的纹波为:
其中,f为输出交流频率,M为系统调制度,Vin为输入电压,L1为电感的感 抗;
同时,电感L1的电感电流IL1(ωt)的近似表达式为:
其中,Io表示输出电流峰值,电感电流波形近似为直流量叠加工频周期的正 弦波,M为系统调制度,ω为系统角频率(50Hz系统角频率为100π)、t是 实际时间,f为输出交流频率,Vin为输入电压;
步骤2.2根据电路工作原理,将电容C1在一个开关周期内的电容电压 变化量表示为:
其中,C1和VC1分别表示电容容值和其电压值,D为S1的占空比,IL1和IL2分别表示一个开关周期内流过两个电感L1和L2的平均电流;
输出滤波电感L2的电流近似为输出电流,结合公式12,得到电容C1的 电压纹波表达式为:
其中,各个交流项为:
由电容C1的电压纹波的表达式公式16可以看到,虽然输出电压不直接 被电感电流的纹波影响,但公式16中的a1项可知,电感电流纹波会导致电 容电压纹波的增大,尤其在输出电流较小的工况下,进而会引起输出交流波 形的畸变,因此,满足实际电流纹波调制算法要求下,当电感电流纹波降低 到足够小后,电容电压纹波将主要受输出电流大小的影响,因而在对无源器 件容值与感值的需求计算时,需要根据实际应用需求,得到电容C1容值的 表达式如下:
步骤3中电感L1的电感值计算过程如下:
由公式16中的a1项可知,电感L1的电流纹波会导致电容C1电压纹波 的增大,尤其在输出电流较小的工况下,进而会引起输出交流波形的畸变, 假设电感L1的电流纹波要求为:
计算得到电感L1的电感值的需求为:
其中,Vin为输入电压,f为输出交流频率,Io表示输出电流峰值。
由公式19可以看到,输出工频频率较高、调制度较高及重载的应用场 合,有助于减小电感电流纹波。
步骤4的计算过程如下:
当系统的电容值和电感值满足公式17和公式19的要求时,根据步骤1 中的公式9得到开关S1和开关S2的占空比,进而控制S1和S2的开关,具体 过程如下:
步骤4.1构建与公式9相同的调制波U,如公式20所示:
步骤4.2建立与功率器件开关频率fs同频的幅值为1的对称三角载波, 其初始值为1;
步骤4.3将步骤4.1得到的U与步骤4.2得到的三角载波比较,当U大 于三角载波时,开关S1导通,开关S2关断,否则开关S1关断,开关S2导通。
具体实施例如下:
如图4所示,当Vin=200V,M=0.75,Io=10A,f=50Hz,C1=5000uF时,L1采用不同电感值时电容电压的近似波形,可以看到当电感值最小,电流纹 波最大时,电容电压波形中的a1正弦项为最主要的交流成分,随着电流纹波 降低,电容电压纹波明显降低并不再趋向正弦波形,所以在这种新型的调制 方法下,抑制电流纹波对于电容值需求的降低有重要作用。
在Vin=100V,Io=20A,f=50Hz的工况下,代入公式18中得,为满足纹 波要求,需求电感值达到130mH,这在实际应用中显然并不理想。然而,对 于f=800Hz的应用场合,电感值需求则大大降低到8mH左右,同时可以保 证对重载的驱动。因此,通过对无源器件需求的分析,可知本发明所提出的 新型调制方法更适用于中频交流输出的应用场合。
表1 Semi-Z源逆变器电路新型调制方法参数(低频)
利用Matlab/Simulink软件对图1所示拓扑进行仿真,设定基本参数如表1和表2所示:
基于Matlab/Simulink对本发明提出的调制方法的有效性及无源器件需 求分析的准确性进行验证。对于50Hz的工频输出,图5表示了阻抗网络中 电感电流、电容电压及输出电压的波形。由仿真结果可以得出:输出交流波 形得到有效的调制,THD=2.38%。另外,由图3中可得到相比工频纹波,开 关周期内的纹波在无源器件的需求分析中可忽略。电感电流纹波、电容电压 纹波分别为17.1A,12V,与理论计算值16.985A,10.82V符合。但在这种工况下,显然对无源器件的需求值过大。
表2 Semi-Z源逆变器电路新型调制方法参数(中频)
图6表示了中频800Hz输出工况下的仿真波形,此时输出交流 THD=0.94%。在较低的无源器件需求下,电感电流纹波、电容电压纹波分别 为7.2A,5.5V。因此,可以看到这种新型调制方法更适用于中频输出的应用 场合。
Claims (4)
1.Semi-Z源单相逆变器的调制方法,其特征在于,具体操作步骤如下:
步骤1.建立Semi-Z源逆变器电路拓扑的线性调制算法模型,线性算法模型的建立过程如下:
步骤1.1根据Semi-Z源逆变器工作原理:当开关S1开通而开关S2关断时,输入电压给电感L1充电,则如公式1所示:
当开关S2开通而开关S1关断时,电感L1经开关S2的反并联的二极管给电容C1充电,则如公式2所示:
其中,VL1为电感L1两端的电压,VC1为电容C1两端的电压,IL2为流过电感L2的电流,IC2为流过电容C2的电流,Vin为输入电压,Vmid为中间段电压,即从电容C1的负极到开关S1发射极之间的电压;
步骤1.2计算开关S1的占空比:首先设电容C1的电容值足够大,其两端的电压视为恒定值,经L2、C2滤波后的输出电压如公式3所示:
为了实现交流输出,则期望Vmid在开关周期内的平均值如公式4所示:
Vmid=Vosin(wt) (4)
其中,Vo为期望输出交流电压的幅值,ω为系统角频率、t是实际时间;
将公式4代入公式3中,得出开关S1的占空比的瞬时值如公式5所示:
电容C1两端的恒定电压VC1由S1占空比的平均值决定,对公式3两端的各个变量求其线周期内的平均值得到公式6:
其中,Davg表示S1占空比在一个线周期内的平均值;
对开关S1的占空比的瞬时值公式5进行积分运算得出:
Davg=1/2 (7)
将公式7代入公式6中得出:
VC1=Vin (8)
将公式7和公式8代入公式5中得到开关S1的占空比的瞬时值D如公式9所示:
同理得到,开关S2占空比D′如公式10所示:
其中,Vin和Vo分别为输入和输出电压,M为系统调制度,ω为系统角频率,t是实际时间;
步骤2.根据步骤1的调制算法要求,确定Semi-Z源逆变器电路拓扑中的电容C1的电压值,确定电感L1电流纹波与电容C1电压纹波的关系;
步骤3.根据步骤1的调制算法要求,结合步骤2得出的电感L1电流纹波与电容C1电压纹波的关系,求解电感L1的电感值需求;
步骤4.结合步骤2和步骤3的电容电压C1和电感值L1,代入步骤1建立的调制算法模型中,分别求解开关S1和开关S2的占空比,根据占空比确定开关S1和开关S2的通断状态。
2.如权利要求1所述的Semi-Z源单相逆变器的调制方法,其特征在于,所述步骤2中电容C1的电压值计算过程如下:
步骤2.1忽略电容C1的纹波,由公式8可知,电感L1的电感电流在一个开关周期内的变化为:
将公式9代入公式11中得到:
对公式12进行积分得到电感L1的电感电流的纹波为:
其中,f为输出交流频率,M为系统调制度,Vin为输入电压,L1为电感的感抗;
同时,电感L1的电感电流IL1(ωt)的表达式为:
其中,Io表示输出电流峰值,电感电流波形近似为直流量叠加工频周期的正弦波,M为系统调制度,ω为系统角频率、t是实际时间,f为输出交流频率,Vin为输入电压;
步骤2.2根据电路工作原理,将电容C1在一个开关周期内的电容电压变化量表示为:
其中,C1和VC1分别表示电容容值和其电压值,D为S1的占空比,IL1和IL2分别表示一个开关周期内流过两个电感L1和L2的平均电流;
输出滤波电感L2的电流为输出电流,结合公式12,得到电容C1的电压表达式为:
其中,各个交流项为:
根据实际应用需求,得到电容C1容值的表达式如下:
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CN201810645257.0A CN108809130B (zh) | 2018-06-21 | 2018-06-21 | Semi-Z源单相逆变器的调制方法 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CN201810645257.0A CN108809130B (zh) | 2018-06-21 | 2018-06-21 | Semi-Z源单相逆变器的调制方法 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
CN108809130A CN108809130A (zh) | 2018-11-13 |
CN108809130B true CN108809130B (zh) | 2020-05-22 |
Family
ID=64084146
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
CN201810645257.0A Active CN108809130B (zh) | 2018-06-21 | 2018-06-21 | Semi-Z源单相逆变器的调制方法 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
CN (1) | CN108809130B (zh) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN109861576A (zh) * | 2019-04-16 | 2019-06-07 | 哈尔滨工业大学 | 一种允许工作在电流断续模式的z源逆变器 |
CN111884518B (zh) * | 2020-07-31 | 2021-08-13 | 广东电网有限责任公司电力科学研究院 | 基于电容电流纹波的dab控制方法、装置、设备和存储介质 |
Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN104092393A (zh) * | 2014-07-16 | 2014-10-08 | 上海电力学院 | 一种z源逆变器直流链恒压控制方法及控制电路 |
CN105099253A (zh) * | 2015-09-07 | 2015-11-25 | 西安交通大学 | Z源逆变器最大升压和最小开关频率脉宽调制方法 |
CN206099807U (zh) * | 2016-10-27 | 2017-04-12 | 阜阳师范学院 | 一种家用小功率光伏发电逆变装置 |
CN107733266A (zh) * | 2017-10-11 | 2018-02-23 | 西安交通大学 | 阻抗源整流器最大降压和最小开关频率脉宽调制方法 |
-
2018
- 2018-06-21 CN CN201810645257.0A patent/CN108809130B/zh active Active
Patent Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN104092393A (zh) * | 2014-07-16 | 2014-10-08 | 上海电力学院 | 一种z源逆变器直流链恒压控制方法及控制电路 |
CN105099253A (zh) * | 2015-09-07 | 2015-11-25 | 西安交通大学 | Z源逆变器最大升压和最小开关频率脉宽调制方法 |
CN206099807U (zh) * | 2016-10-27 | 2017-04-12 | 阜阳师范学院 | 一种家用小功率光伏发电逆变装置 |
CN107733266A (zh) * | 2017-10-11 | 2018-02-23 | 西安交通大学 | 阻抗源整流器最大降压和最小开关频率脉宽调制方法 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
CN108809130A (zh) | 2018-11-13 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
CN107834886B (zh) | 一种单级升压逆变器及其控制方法 | |
CN105262362B (zh) | 高增益Buck‑Boost集成式逆变器及控制方法 | |
CN106533152B (zh) | 一种提高Boost三电平变换器PF的装置及方法 | |
CN107834838B (zh) | 一种非隔离型三相pfc变换器的控制方法 | |
CN111800031B (zh) | 一种三相逆变器及三相逆变器的控制方法 | |
CN107959429A (zh) | 一种耦合电感升压逆变器及其控制方法 | |
CN108809130B (zh) | Semi-Z源单相逆变器的调制方法 | |
CN201690360U (zh) | 一种分流型有源功率因数校正电路 | |
Rajakumari et al. | Comparative analysis of DC-DC converters | |
CN208862767U (zh) | 一种改进型双向混合结构整流器 | |
CN111555605B (zh) | 一种减小临界模式三电平变换器开关频率范围的控制方法 | |
CN104796019B (zh) | 一种z源三电平pwm整流器及其控制方法 | |
CN111884532B (zh) | 适用于三相高频链矩阵变换器的无窄脉冲调制方法 | |
CN111740624B (zh) | 高增益多电平dc/ac变流拓扑及方法 | |
CN112350590A (zh) | 一种不控整流器谐波补偿电路及控制方法 | |
WO2023226317A1 (zh) | 维也纳整流器的控制方法及系统 | |
CN207426992U (zh) | 一种快速响应的软开关隔离逆变器 | |
CN116961399A (zh) | 基于输出反向的反激与降压单元的无桥降压型pfc变换器 | |
CN110492753A (zh) | 一种带储能电感的双向全桥dc-dc变换器的等效控制方法 | |
CN113224964B (zh) | 一种单相单级式升压逆变器的控制方法 | |
CN107482930A (zh) | 一种双电感双电压直流输出电路 | |
CN114070108A (zh) | 一种新型开关电容准谐振多电平逆变器 | |
CN109412451B (zh) | 一种电源变换装置 | |
CN111342678A (zh) | 一种含Boost电路的超稀疏矩阵变换器 | |
CN208797849U (zh) | 400Hz高增益单相半桥逆变器拓扑电路 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
PB01 | Publication | ||
PB01 | Publication | ||
SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
GR01 | Patent grant | ||
GR01 | Patent grant |