CN113224964B - 一种单相单级式升压逆变器的控制方法 - Google Patents

一种单相单级式升压逆变器的控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种单相单级式升压逆变器的控制方法，包括：获取直流母线电压，通过直流母线电压PI控制器调节单极性三角载波信号频率，实现直流母线电压调节；获取输出电压，通过输出电压PI控制器实现输出波形与幅值控制。与现有方法相比，本发明提供的方法通过改变系统的控制自由度，有效避免了传统PWM+SPWM调制方式下单相单级式升压逆变器在轻载时大范围调节升压占空比而产生的输出波形畸变问题，实用性更强。

Description

一种单相单级式升压逆变器的控制方法
技术领域
本发明属于逆变器技术领域，具体涉及一种单相单级式升压逆变器的控制方法。
背景技术
由于光伏电池、燃料电池、蓄电池等直流电源的输出电压较低且变化范围较宽，因而可再生能源分布式发电系统普遍采用Boost变换器级联电压源型逆变器(VSI)的两级式结构。该方案的控制较为简单，但是功率器件数量较多，系统成本较高且效率难以进一步提升。近年来，有学者提出将输入电感Lin经过两个二极管，分别连接到单相VSI各桥臂的中点，从而实现单级升压逆变。该单相单级式升压逆变器通常采用PWM+SPWM调制策略，即一个桥臂工作在PWM方式下，实现直流升压控制；另一桥臂工作在SPWM方式下，实现逆变控制。每经过半个工频周期，桥臂轮换工作方式。上述调制策略存在一个固有的约束条件：升压桥臂的下管占空比D(后统称为升压占空比D)必须大于逆变桥臂的调制比M，否则会产生过调制(调制信号波形与三角载波信号无法完全交截)。当该逆变器轻载运行时，输入电感Lin将进入电流断续模式(DCM)，使得升压能力急剧上升。因此，升压占空比D将大幅度减小，进而不再满足D>M的约束条件，导致输出波形因过调制而畸变。
发明内容
有鉴于此，本发明提出了一种单相单级式升压逆变器的控制方法，有效解决了传统调制方式下该单相单级式升压逆变器在轻载时的波形畸变问题，具有更强的实用性。
为实现上述目的，现提出的方案如下：
一种单相单级式升压逆变器的控制方法，所述单相单级式升压逆变器工作在输入电感电流断续模式，其特征在于，包括以下步骤：
S1.通过直流母线电压控制器Gudc(s)对直流母线电压udc进行调节，产生第一控制信号uc1；
S2.通过输出电压控制器Guo(s)对输出电压uo进行调节，输出第二控制信号uc2；
S3.将所述第一控制信号uc1经单极性三角载波发生器Vtri产生单极性三角载波信号ucr；所述单极性三角载波信号ucr的频率fs可变，且频率fs在数值上等于第一控制信号uc1；
S4.将所述第二控制信号uc2的正弦正半波作为第一正弦半波信号ua，将所述第二控制信号uc2的正弦负半波信号取绝对值，得到第二正弦半波信号ub；
具体的，将所述第二控制信号uc2经过极性判断后，拆解成正弦正、负半波的两路信号，正弦正半波作为第一正弦半波信号ua，正弦负半波信号取绝对值，得到第二正弦半波信号ub；其中，所述第一正弦半波信号ua和第二正弦半波信号ub相位上互差180°；
S5.将所述第一正弦半波信号ua和第二正弦半波信号ub均叠加直流偏置Urdc，分别得到第一调制信号ura和第二调制信号urb；
S6.将所述第一调制信号ura与所述单极性三角载波信号ucr交截，获得第一驱动信号ud1；将所述第二调制信号urb与所述单极性三角载波信号ucr比较，产生第二驱动信号ud2；
S7.根据所述第一驱动信号ud1控制第一开关管S1，将所述第一驱动信号ud1取反对第二开关管S2进行驱动，根据所述第二驱动信号ud2控制第三开关管S3，将所述第二驱动信号ud2取反对第四开关管S4进行驱动。
优选地，所述单相单级式升压逆变器包括：输入电压源uin、输入电容Cin、输入电感Lin、第一防反二极管D1、第二防反二极管D2、第一开关管S1、第二开关管S2，第三开关管S3、第四开关管S4、输出滤波电容Cf、输出滤波电感Lf和阻性负载R；输入电压源uin的正极与输入电容Cin的正极和输入电感Lin的一端相连，输入电感Lin的另一端与第一防反二极管D1的阳极和第二防反二极管D2的阳极相连，第一防反二极管D1的阴极连接到第一开关管S1的发射极、第二开关管S2的集电极和输出滤波电感Lf的一端，输出滤波电感Lf的另一端与输出电容Cf的一端和阻性负载R的一端连接，输出电容Cf的另一端连接到阻性负载R的另一端、第二防反二极管D2的阴极、第四开关管S4的集电极和第三开关管S3的发射极，第三开关管S3的集电极连接到第一开关管S1的集电极和直流母线电容Cdc的阳极，直流母线电容Cdc的阴极与输入电容Cin的负极、输入电压源uin的负极、第二开关管S2的发射极和第四开关管S4的发射极相连。
优选地，步骤S1具体为：获取直流母线电压udc，并与给定直流母线电压基准udc,ref作差，得到第一误差ue1；将所述第一误差ue1送入直流母线电压控制器Gudc(s)输入端，输出第一控制信号uc1。
优选地，步骤S2具体为：采集输出电压uo，并将所述输出电压uo与参考交流输出信号uo,ref进行加减比较，获得第二误差ue2；将所述第二误差ue2送入输出电压控制器Guo(s)输入端，输出第二控制信号uc2。
优选地，所述直流偏置Urdc始终等于所述单极性三角载波信号ucr幅值Ucm的0.25倍。
与现有方法相比，本发明提供的方法获取直流母线电压udc，通过直流母线电压PI控制器调节单极性三角载波信号频率fs，实现直流母线电压调节；获取输出电压uo，通过输出电压PI控制器实现输出波形与幅值控制，通过改变系统的控制自由度，有效避免了传统PWM+SPWM调制方式下单相单级式升压逆变器在轻载时大范围调节升压占空比而产生的输出波形畸变问题，且电压应力较低，实用性更强。
附图说明
图1为本申请实施例公开的单相单级式升压逆变器主电路图；
图2为本申请实施例公开的单相单级式升压逆变器控制结构的示意图；
图3为本申请实施例公开的控制方法下的关键信号波形；
图4为传统PWM+SPWM调制策略下输出功率Po＝250W的仿真结果；其中，(a)图为传统PWM+SPWM调制方式下输入电压uin、直流母线电压udc、输出电压uo和输入电感电流iLin的仿真波形；(b)图为传统PWM+SPWM调制方式下第二开关管S2驱动信号uge,S2、第四开关管S4驱动信号uge,S4、桥臂中点电压uAB和输入电感电流iLin的仿真波形；
图5为传统PWM+SPWM调制策略下输出功率Po＝50W的仿真结果；其中，(a)图为传统PWM+SPWM调制方式下输入电压源uin、直流母线电压udc、输出电压uo和输入电感电流iLin的仿真波形；(b)图为传统PWM+SPWM调制方式下第二开关管S2驱动信号uge,S2、第四开关管S4驱动信号uge,S4、桥臂中点电压uAB和输入电感电流iLin的仿真波形；
图6为采用本发明控制方法时输出功率Po＝250W的仿真结果；其中，(a)图为采用本发明控制方法时输入电压uin、直流母线电压udc、输出电压uo和输入电感电流iLin的实验波形；(b)图为采用本发明控制方法时输出电压uo正半周期第二开关管S2驱动信号uge,S2、第四开关管S4驱动信号uge,S4、桥臂中点电压uAB和输入电感电流iLin的实验波形；(c)图为采用本发明控制方法时输出电压uo负半周期第二开关管S2驱动信号uge,S2、第四开关管S4驱动信号uge,S4、桥臂中点电压uAB和输入电感电流iLin的实验波形；
图7为采用本发明控制方法时输出功率Po＝50W的仿真结果；其中，(a)图为采用本发明控制方法时输入电压uin、直流母线电压udc、输出电压uo和输入电感电流iLin的实验波形；(b)图为采用本发明控制方法时输出电压uo正半周期第二开关管S2驱动信号uge,S2、第四开关管S4驱动信号uge,S4、桥臂中点电压uAB和输入电感电流iLin的实验波形；(c)图为采用本发明控制方法时输出电压uo负半周期第二开关管S2驱动信号uge,S2、第四开关管S4驱动信号uge,S4、桥臂中点电压uAB和输入电感电流iLin的实验波形。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
图1所示的单相单级式升压逆变器，包括：输入电压源uin、输入电容Cin、输入电感Lin、第一防反二极管D1、第二防反二极管D2、第一开关管S1、第二开关管S2，第三开关管S3、第四开关管S4、输出滤波电容Cf、输出滤波电感Lf和阻性负载R；输入电压源uin的正极与输入电容Cin的正极和输入电感Lin的一端相连，输入电感Lin的另一端与第一防反二极管D1的阳极和第二防反二极管D2的阳极相连，第一防反二极管D1的阴极连接到第一开关管S1的发射极、第二开关管S2的集电极和输出滤波电感Lf的一端，输出滤波电感Lf的另一端与输出电容Cf的一端和阻性负载R的一端连接，输出电容Cf的另一端连接到阻性负载R的另一端、第二防反二极管D2的阴极、第四开关管S4的集电极和第三开关管S3的发射极，第三开关管S3的集电极连接到第一开关管S1的集电极和直流母线电容Cdc的阳极，直流母线电容Cdc的阴极与输入电容Cin的负极、输入电压源uin的负极、第二开关管S2的发射极和第四开关管S4的发射极相连。第一开关管S1与第二开关管S2构成第一桥臂(第一开关管S1发射极和第二开关管S2集电极连接点记为第一桥臂中点A)，第三开关管S3和第四开关管S4构成第二桥臂(第三开关管S3发射极和第四开关管S4集电极连接点记为第二桥臂中点B)。该单相单级式升压逆变器的输入电感Lin工作在电流断续状态。
如图2所示，本发明实施例公开了适用于图1所示单相单级式升压逆变器的控制方法，包括：
S1.获取直流母线电压udc，并与给定直流母线电压基准udc,ref作差，得到第一误差ue1；将第一误差ue1送入直流母线电压控制器Gudc(s)输入端，通过直流母线电压控制器Gudc(s)对直流母线电压udc进行调节，产生第一控制信号uc1；
S2.采集输出电压uo，并将输出电压uo与参考交流输出信号uo,ref进行加减比较，获得第二误差ue2；将第二误差ue2送入输出电压控制器Guo(s)输入端，通过输出电压控制器Guo(s)对输出电压uo幅值和波形进行调节，输出第二控制信号uc2；
S3.将第一控制信号uc1经单极性三角载波发生器Vtri产生单极性三角载波信号ucr；单极性三角载波信号ucr的频率fs可变，且频率fs在数值上等于第一控制信号uc1；
S4.将第二控制信号uc2的正弦正半波作为第一正弦半波信号ua，将第二控制信号uc2的正弦负半波信号取绝对值，得到第二正弦半波信号ub；
具体的，将第二控制信号uc2经过极性判断模块后，拆解成两路相位互差180°的正弦正、负半波信号，正弦正半波作为第一正弦半波信号ua，正弦负半波信号取绝对值，得到第二正弦半波信号ub，且ua>0，ub>0；第二控制信号uc2幅值为Urm。
S5.将第一正弦半波信号ua和第二正弦半波信号ub均叠加直流偏置Urdc，分别得到第一调制信号ura和第二调制信号urb；直流偏置Urdc始终等于单极性三角载波信号ucr幅值Ucm的0.25倍；
S6.将第一调制信号ura与单极性三角载波信号ucr交截，获得第一驱动信号ud1；将第二调制信号urb与单极性三角载波信号ucr比较，产生第二驱动信号ud2；本发明中，直流母线电压控制器Gudc(s)和输出电压控制器Guo(s)可以采用比例积分控制器。
S7.将第一驱动信号ud1作为第一开关管S1的驱动信号uge,S1，对第一开关管S1进行驱动控制；对第一驱动信号ud1取反，得到第二开关管S2驱动信号uge,S2，对第二开关管S2进行驱动控制；将第二驱动信号ud2作为第三开关管S3的驱动信号uge,S3，对第三开关管S3进行驱动控制；对第二驱动信号ud2取反，得到第四开关管S4驱动信号uge,S4，对第四开关管S4进行驱动控制。
不断重复上述步骤，最终控制单相单级式升压逆变器的直流母线电压udc与直流母线电压基准udc,ref相同，输出电压uo波形和幅值与参考交流输出信号uo,ref相同。
需要解释的是，为了说明传统方法存在的问题与本发明所提方法的有效性，根据图1所示的单相单级式升压逆变器进行了下述分析过程：
当输入电感Lin工作于电流断续模式时，图1所示的单相单级式升压逆变器的升压环节与传统DCM Boost变换器具有相同的输入电感电流变化规律，故其直流电压传输比(Udc/Uin)也相同，为：
Figure BDA0003117799840000031
式中，D为升压占空比，Udc和Uin分别为直流母线电压udc和输入电压源uin在一个工频周期内的电压平均值(后分别称为直流母线电压平均值和输入电压平均值)，Po为输出功率，fs为单极性三角载波信号频率。
可以看出，直流电压传输比(Udc/Uin)随着升压占空比D的增大或随着单极性三角载波信号频率fs的减小而逐渐增大。因此，本发明所提控制方法通过调节单极性三角载波信号频率fs取代传统方法下调节升压占空比D，从而实现直流母线电压udc的调节。图3给出了图2控制结构下单相单级式升压逆变器的关键信号波形。图3中，在正半周，第一调制信号ura与单极性三角载波信号ucr交截，产生第一开关管S1驱动信号uge,S1；第一开关管S1驱动信号uge,S1取反，得到第二开关管S2驱动信号uge,S2；可以看出，此时第一开关管S1驱动信号uge,S1脉宽呈正弦规律变化，第一桥臂工作于SPWM；同理，第二调制信号urb与单极性三角载波信号ucr比较，产生第三开关管S3驱动信号uge,S3和第四开关管S4驱动信号uge,S4；可以看出，此时第三开关管S3驱动信号uge,S3的升压占空比D始终保持不变，频率随三角载波信号ucr变化，第二桥臂工作于PFM；在负半周，驱动信号产生与正半周相同，此时第一桥臂工作于PFM，第二桥臂工作于SPWM。
根据图3可以看出，为了避免产生过调制，第一调制信号ura和第二调制信号urb必须满足以下条件：
Urdc+Urm≤Ucm (2)
整理式(2)，可得：
Figure BDA0003117799840000041
此外，由图3还可知升压占空比D为：
Figure BDA0003117799840000042
结合式(3)和式(4)，可得：
M＜D (5)
式中，M为调制比，M＝Urm/Ucm。
可以看出，本发明所提控制方法下，图1所示的单相单级式升压逆变器需要满足D>M的制约关系。由于本发明提出的控制方法下，直流偏置Urdc始终等于单极性三角载波信号ucr幅值Ucm的0.25倍，因此升压占空比D恒定，不会随着输出功率Po变化，始终满足式(5)关系，不存在过调制问题。故本发明有效解决了传统调制方式下图1所示单相单级式升压逆变器在轻载时因过调制而产生的波形畸变问题。
下面通过仿真来验证与实验来验证本发明控制方法的可行性。本发明设计指标如下：输入电压平均值值Uin为50V，直流母线电压udc的控制目标值为250V，输出电压uo控制目标值为110V/50Hz，输出功率Po的范围为50～250W，频率fs为20kHz。主电路参数如下：直流母线电容Cdc为240μF，输出滤波电容Cf为9.4μF，输入电感Lin为0.5mH，输出滤波电感Lf为3.6mH。
图4、图5分别给出了传统PWM+SPWM调制策略下输出功率Po＝250W和输出功率Po＝50W两种工况的仿真结果。图4(a)、图5(a)给出了逆变器输入电压uin、直流母线电压udc、输出电压uo和输入电感电流iLin波形。图4(b)、图5(b)给出了第二开关管S2的驱动信号uge,S2、第四开关管S4驱动信号uge,S4，桥臂中电压uAB(第一桥臂中点A的电位uA与第二桥臂中点B的电位uB之差)和输入电感电流iLin；可以看出，在输出功率Po＝250W时，升压占空比D为0.79，调制比
Figure BDA0003117799840000043
升压占空比D和调制比M满载式(5)约束关系，输出电压uo波形正弦度高，无明显畸变；输出功率Po＝50W时，升压占空比D为0.56，调制比
Figure BDA0003117799840000044
此时D<M不满足式(5)，因此第二开关管S2的驱动信号uge,S2出现占空比丢失，输出电压uo波形产生“削顶”和“削底”现象。
图6和图7分别给出了输出功率Po＝250W和输出功率Po＝50W两种工况下，采用本发明所提控制方法时的实验波形。需要说明的是，此时主电路参数中输入电感Lin为160μH，其余参数与前述仿真参数一致。图6(a)和图7(a)为整体波形，图6(b)和图6(c)为输出功率Po＝250W时的工频正、负半周的稳态细节图，图7(b)和图7(c)为输出功率Po＝50W时的工频正、负半周的稳态细节图。可以看出：两种工况下输入电感电流iLin均断续，输入电压平均值Uin为50V，直流母线电压udc和输出电压uo保持稳定，且直流母线电压udc和输出电压uo分别控制在250V和110V/50Hz，输出电压uo的波形不失真，正弦度较高；输出功率Po＝250W时，升压占空比D为0.75，频率fs为19.8kHz；输出功率Po＝50W时，升压占空比D为0.75，频率fs为87.2kHz。上述实验结果表明：(1)本发明所提控制方法下，图1所示的单相逆变器可以实现升压、逆变；(2)第一桥臂和第二桥臂在半个工频周期轮换工作方式，通过调节频率fs，实现直流母线电压udc的恒压控制；通过调节第二调制信号uc2的幅值，实现输出电压uo的波形控制和电压调节；(3)在以上工况下，升压占空比D始终保持不变，输出波形正弦度高。
因此，综合上述分析可知，本发明提出的单相单级式升压逆变器的控制方法，通过改变系统的控制自由度，解决了传统PWM+SPWM调制方式下轻载时宽范围调节升压占空比D而产生的过调制问题，输出波形质量高。
最后，还需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在实际的关系或者顺序。以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想，而非对其限制。应当指出，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明的保护范围内。

Claims (4)

1.一种单相单级式升压逆变器的控制方法，所述单相单级式升压逆变器工作在输入电感电流断续模式，所述单相单级式升压逆变器包括：输入电压源u in、输入电容C in、输入电感L in、第一防反二极管D1、第二防反二极管D2、第一开关管S1、第二开关管S2，第三开关管S3、第四开关管S4、输出滤波电容C f、输出滤波电感L f和阻性负载R；输入电压源u in的正极与输入电容C in的正极和输入电感L in的一端相连，输入电感L in的另一端与第一防反二极管D1的阳极和第二防反二极管D2的阳极相连，第一防反二极管D1的阴极连接到第一开关管S1的发射极、第二开关管S2的集电极和输出滤波电感L f的一端，输出滤波电感L f的另一端与输出电容C f的一端和阻性负载R的一端连接，输出电容C f的另一端连接到阻性负载R的另一端、第二防反二极管D2的阴极、第四开关管S4的集电极和第三开关管S3的发射极，第三开关管S3的集电极连接到第一开关管S1的集电极和直流母线电容C dc的阳极，直流母线电容C dc的阴极与输入滤波电容C in的负极、输入电压源u in的负极、第二开关管S2的发射极和第四开关管S4的发射极相连；其特征在于，包括以下步骤：
S1. 通过直流母线电压控制器G udc(s)对直流母线电压u dc进行调节，产生第一控制信号u c1；
S2. 通过输出电压控制器G uo(s)对输出电压u o进行调节，输出第二控制信号u c2；
S3. 将所述第一控制信号u c1经单极性三角载波发生器V tri产生单极性三角载波信号u cr；
S4. 将所述第二控制信号u c2的正弦正半波作为第一正弦半波信号u a，将所述第二控制信号u c2的正弦负半波信号取绝对值，得到第二正弦半波信号u b；
S5. 将所述第一正弦半波信号u a和第二正弦半波信号u b均叠加直流偏置U rdc，分别得到第一调制信号u ra和第二调制信号u rb；
S6. 将所述第一调制信号u ra与所述单极性三角载波信号u cr交截，获得第一驱动信号u d1；将所述第二调制信号u rb与所述单极性三角载波信号u cr比较，产生第二驱动信号u d2；
S7. 根据所述第一驱动信号u d1控制第一开关管S1，将所述第一驱动信号u d1取反对第二开关管S2进行驱动，根据所述第二驱动信号u d2控制第三开关管S3，将所述第二驱动信号u d2取反对第四开关管S4进行驱动。
2.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，步骤S1具体为：获取直流母线电压u dc，并与给定直流母线电压基准u dc,ref作差，得到第一误差u e1；将所述第一误差u e1送入直流母线电压控制器G udc(s)输入端，输出第一控制信号u c1。
3.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，步骤S2具体为：采集输出电压u o，并将所述输出电压u o与参考交流输出信号u o,ref进行加减比较，获得第二误差u e2；将所述第二误差u e2送入输出电压控制器G uo(s)输入端，输出第二控制信号u c2。
4.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述直流偏置U rdc始终等于所述单极性三角载波信号u cr幅值U cm的0.25倍。
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