CN115987125A - 一种电平数翻倍的混合型mmc及其调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种电平数翻倍的混合型MMC及其调制方法，该混合型MMC包括三相桥臂，每相桥臂包括上桥臂和下桥臂，上桥臂和下桥臂均包括N个依次连接的HSM模块，从每相上桥臂和下桥臂之间引出后分别连接一个FSM模块，FSM模块的输出端为混合型MMC的交流输出侧，HSM模块为采用Si IGBT器件构成的半桥变换器，FSM模块为采用SiC MOSFET器件构成的全桥变换器。该调制方法中，HSM模块采用电平翻倍的NLM调制输出阶梯波电压，FSM模块采用PWM调制输出整形电压

，阶梯波电压

与整形电压

叠加形成输出电压

。本发明不仅装置效率高、输出性能好，且可降低装置成本，降低SiC MOSFET器件的电压应力。

Description

一种电平数翻倍的混合型MMC及其调制方法

技术领域

本发明涉及电力电子变换技术领域，尤其指一种电平数翻倍的混合型MMC及其调制方法。

背景技术

近年来，模块化多电平变换器（Modular Multilevel Converter，MMC）由于输出谐波含量低、模块化程度高和可扩展性强等优点，在直流输电、固态变压器和可再生能源集成等领域中得到了广泛应用。

适用于MMC的调制方式主要有载波移相PWM调制（Carrier Phase Shifting PWM，CPS-PWM）和最近电平逼近调制（Nearest Level Modulation, NLM）。在高压直流应用领域中，MMC子模块高达数百个。因此，使用开关频率较低的NLM调制即可输出理想正弦电流。然而，对于10kV及以下中压直流配电网中的应用，MMC桥臂子模块较少。若仍采用NLM调制技术，较少的电平输出会产生低次电压谐波。应用CPS-PWM调制技术可以减小MMC输出的电压谐波和电流畸变。然而，桥臂中每个子模块输出电压都经高频PWM调制生成，装置总损耗较大。

为提高MMC在中压直流配电网中的装置效率和输出性能，现有研究提出使用性能更优的宽禁带半导体器件（如SiC MOSFET）。全SiC器件的MMC配合使用CPS-PWM调制技术，提高装置输出性能的同时减小运行损耗。但是，现有商业应用的SiC器件耐压水平较低，且成本约为Si器件的五倍以上，高成本制约了其在变换器中的大规模应用，尤其是器件数量较多的MMC。

发明内容

为了兼顾装置效率、输出性能以及装置成本，本发明提供一种电平数翻倍的混合型MMC及其调制方法。

为了解决上述技术问题，本发明采用如下技术方案：

一种电平数翻倍的混合型MMC，其包括三相桥臂，每相桥臂包括上桥臂和下桥臂，所述上桥臂和下桥臂均包括N个依次连接的HSM模块，从每相上桥臂和下桥臂之间引出后分别连接一个FSM模块，所述FSM模块的输出端为混合型MMC的交流输出侧，所述HSM模块为采用Si IGBT器件构成的半桥变换器，所述FSM模块为采用SiC MOSFET器件构成的全桥变换器。

进一步地，所述HSM模块的直流侧并联有电容，所述FSM模块的直流侧并联有电容。

再进一步地，所述HSM模块为采用上开关管和下开关管两个Si IGBT器件构成的半桥变换器，所述半桥变换器的直流侧并联电容；在上桥臂和下桥臂中，第个HSM模块的下开关管发射极与第个HSM模块的上开关管发射极和下开关管集电极连接，第个HSM模块的下开关管发射极与第个HSM模块的上开关管发射极和下开关管集电极连接，；且上桥臂第一个HSM模块的上开关管发射极和下开关管集电极共线串联一个电感后与混合型MMC直流输入侧的一端连接，下桥臂第N个HSM模块的下开关管集电极串联一个电感后与混合型MMC直流输入侧的另一端连接；所述电容的正极和上开关管的集电极连接，负极和下开关管的发射极连接。

更进一步地，所述FSM模块为采用第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管四个SiC MOSFET器件构成的全桥变换器，所述全桥变换器的直流侧并联电容；所述FSM模块的第一开关管发射极和第二开关管集电极与桥臂中点连接，所述FSM模块的第三开关管发射极和第四开关管集电极共节点作为混合型MMC的交流输出侧；所述电容的正极和第一开关管、第三开关管的集电极连接，负极和第二开关管、第四开关管的发射极连接。

为了解决上述技术问题，本发明还采用如下技术方案：

一种电平数翻倍的混合型MMC的调制方法，其所述HSM模块采用电平翻倍的NLM调制输出阶梯波电压，所述FSM模块采用PWM调制输出整形电压，所述阶梯波电压与整形电压叠加后作为混合型MMC交流侧输出电压输出，和中表示相或相或相。

进一步地，所述HSM模块采用电平翻倍的NLM调制输出阶梯波电压的过程如下：

1）输出上桥臂阶梯波电压

先根据式(1)中的上桥臂调制电压参考值以及公式(2)计算出上桥臂每一时刻所需投入输出电压的HSM模块数量；

(1)

(2)

式中，为上桥臂调制电压参考值；为下桥臂调制电压参考值；为混合型模块化多电平换流器高压直流侧电压；为四舍五入取整函数；为HSM模块直流侧电容电压参考值；

再计算上桥臂阶梯波电压，如公式(3)；

(3)

2）输出下桥臂阶梯波电压，

先根据式(1)中的下桥臂调制电压参考值以及公式(4)计算出下桥臂每一时刻所需投入输出电压的HSM模块数量；

(4)

再计算下桥臂阶梯波电压，如公式(5)；

(5)

3）计算并输出阶梯波电压，如公式(6)；

(6)。

再进一步地，所述FSM模块采用PWM调制输出整形电压的过程如下：

将FSM模块输出电压参考值与其三角载波进行如下比较，在一个周期内输出三种电平；所述FSM模块输出电压参考值为混合型模块化多电平换流器的输出电压与桥臂中点的阶梯波电压的差值，即：

(7)

1）当时，FSM模块的第一开关管保持通态，第二开关管保持断态；若，则第三开关管关断，第四开关管导通，此时；若，则第三开关管导通，第四开关管关断，此时；

2）当时，FSM模块的第一开关管保持断态，第二开关管保持通态；若，则第三开关管导通，第四开关管关断，此时；若，则第三开关管关断，第四开关管导通，此时。

本发明提供了一种电平数翻倍的混合型MMC（简称HMMC）及其调制方法。该所提HMMC仅在传统的全Si IGBT器件的MMC交流侧添加三个由SiC MOSFET器件构成的FSM模块，输出性能即可接近全SiC MOSFET器件的MMC，另外，本发明所提HMMC中SiC MOSFET器件的电压为，与传统的全SiC MOSFET器件的MMC相比，该所提HMMC不仅降低了SiC MOSFET器件的数量、降低了装置成本，还有效降低了SiC MOSFET器件的电压应力。本发明所提HMMC的调制方法通过对HSM模块和FSM模块分别采用NLM调制和PWM调制，使HMMC输出电压的高频分量固定于SiC MOSFET器件，低频分量固定于Si IGBT器件，有效提高了HMMC的装置效率，且还能使HMMC输出2N+1电平的高频电压波形，输出的波形质量高。

附图说明

图1为本发明所涉电平数翻倍的混合型MMC的拓扑结构示意图；

图2为本发明所涉HMMC上桥臂HSM模块调制原理图；

图3为本发明所涉HMMC下桥臂HSM模块调制原理图；

图4为本发明所涉HMMC中a相桥臂中点输出的阶梯波电压的波形图；

图5为本发明所涉HMMC的FSM模块调制原理图；

图6为本发明实施方式中HMMC的a相桥臂中点输出的阶梯波电压仿真波形图；

图7为本发明实施方式中HMMC的a相FSM模块输出的整形电压仿真波形图；

图8为本发明实施方式中HMMC交流侧输出电压仿真波形图；

图9为本发明实施方式中HMMC交流侧输出电压谐波分析图。

具体实施方式

为了便于本领域技术人员的理解，下面结合实施例与附图对本发明作进一步的说明，实施方式提及的内容并非对本发明的限定。

一、电平数翻倍的混合型MMC(Hybrid MMC，HMMC)

如图1所示，本发明提供的HMMC包括三相桥臂，每相桥臂包括上桥臂和下桥臂，上桥臂和下桥臂均包括N个依次连接的HSM模块，从每相上桥臂和下桥臂之间引出后分别连接一个FSM模块。

其中，HSM模块为采用上开关管和下开关管两个Si IGBT器件构成的半桥变换器，半桥变换器的直流侧并联有电容。在上桥臂和下桥臂中，第个HSM模块的下开关管发射极与第个HSM模块的上开关管发射极和下开关管集电极连接，第个HSM模块的下开关管发射极与第个HSM模块的上开关管发射极和下开关管集电极连接，；且上桥臂第一个HSM模块的上开关管发射极和下开关管集电极共线串联一个电感后与混合型MMC直流输入侧的一端连接，下桥臂第N个HSM模块的下开关管集电极串联一个电感后与混合型MMC直流输入侧的另一端连接；所述电容的正极和上开关管的集电极连接，负极和下开关管的发射极连接。

另外，FSM模块为采用第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管四个SiC MOSFET器件构成的全桥变换器，所述全桥变换器的直流侧并联电容；所述FSM模块的第一开关管发射极和第二开关管集电极与桥臂中点（该桥臂中点即为上桥臂和下桥臂之间）连接，从FSM模块的第三开关管发射极和第四开关管集电极共节点作为混合型MMC的交流输出侧。电容的正极和第一开关管、第三开关管的集电极连接，负极和第二开关管、第四开关管的发射极连接。

图1中分别为HMMC每相桥臂中点输出的阶梯波电压，分别为HMMC各相交流侧输出电压，HMMC高压直流侧电压值为，HSM模块直流侧电容电压参考值为，FSM直流侧电容电压参考值为。

二、电平数翻倍的混合型MMC的调制方法

HMMC的调制方法包括对HSM模块的调制和对FSM模块的调制。以相为例分析，为HMMC交流侧输出电压，该电压由两部分构成，一部分是HSM模块输出的阶梯波电压，另一部分是FSM模块输出的整形电压，阶梯波电压从上下桥臂之间输出后与整形电压进行叠加，得到HMMC交流侧输出电压从FSM模块的第三开关管发射极和第四开关管集电极节点输出。

1、HSM模块调制原理

HSM模块采用电平翻倍的NLM调制，使桥臂中点对o点可输出2N+1个阶梯波电压。HMMC每一相都包含上下两个桥臂，上桥臂调制电压参考值、下桥臂调制电压参考值的表达式为：

(1)

式中，为上桥臂调制电压参考值；为下桥臂调制电压参考值，为HMMC的输出电压，表示相或相或相。此处，值得注意的是，在计算当前时刻的、时，式(1)中所代入的应当为前一时刻的数值。

上桥臂N个HSM模块调制原理如图2所示，具体调制过程为：计算每一时刻所需投入输出电压的HSM模块数量，计算公式如下：

(2)

式中，为四舍五入取整函数；为HSM模块直流侧电容电压参考值。

当计算投入的HSM模块数量变化时，各HSM模块的投切状态会发生变化。采用如下公式计算上桥臂阶梯波电压：

(3)

下桥臂N个HSM模块的调制原理如图3所示，调制过程与上桥臂相同，先计算每一时刻所需投入输出电压的HSM模块数量，如下式：

(4)

再计算下桥臂阶梯波电压，如下式：

(5)

通过上桥臂和下桥臂HSM模块独立调制，结合式(6)可得桥臂中点输出阶梯波电压，表示相或相或相；

(6)

以相为例，桥臂中点输出阶梯波电压如图4所示。

2、FSN模块调制原理

FSM模块采用PWM调制，输出高频的整形电压补偿桥臂中点输出阶梯波电压和HMMC交流侧输出电压之间的差值，减小HMMC交流侧输出电压谐波。因此，FSM模块输出电压参考值由以下式计算：

(7)

FSM模块输出电压参考值和实际值，如图5所示。FSM模块采用单极性PWM调制，将与其三角载波进行如下比较，在一个周期内输出三种电平。

1）当时，FSM模块的第一开关管保持通态，第二开关管保持断态；若，则第三开关管关断，第四开关管导通，此时；若，则第三开关管导通，第四开关管关断，此时；

2）当时，FSM模块的第一开关管保持断态，第二开关管保持通态；若，则第三开关管导通，第四开关管关断，此时；若，则第三开关管关断，第四开关管导通，此时。

由FSM模块调制分析可知，第一开关管、第二开关管控制输出电平的正负极切换，第三开关管、第四开关管斩波控制输出高频PWM波。因此，第一开关管、第二开关管开关频率较低，第三开关管、第四开关管开关频率较高。为了保持FSM模块中器件损耗均衡，每隔一周期轮换、和、的开关时序。综上，FSM模块的高频开关动作只集中在FSM模块中一半的Si MOSFET器件上，总开关损耗较小。

三、仿真分析

为更好证明本发明所提HMMC及其调制方法的有效性，以下结合仿真实例进行验证。按照图1所示HMMC，在MATLAB/Simulink中搭建仿真模拟平台，仿真参数如表1所示。

如图6所示为HMMC中相桥臂中点输出的阶梯波电压仿真波形图。相上下桥臂各10个HSM模块可输出21种电平的阶梯波电压。HSM模块中的Si IGBT器件的开关动作只发生在电平数变化时刻，故单个HSM模块中Si IGBT器件一周期开关状态切换次数最高为40次。

图7所示为相FSM模块输出的整形电压仿真波形图，FSM输出的整形电压 是幅值为0、±1kV的高频PWM波。由图7可知，一周期内SiC MOSFET器件因翻转输出电平正负极的开关切换次数为78次。FSM模块中高频三角载波频率为10kHz，及SiC MOSFET器件斩波的开关频率为10kHz。因此，SiC MOSFET器件在一周期内因斩波控制输出的开关切换次数高达400次。

图8所示为HMMC相交流侧输出电压仿真波形图，该相交流侧输出电压和经传统载波移相调制后的输出结果类似，能够逼近理想调制正弦波。HMMC交流侧输出电压谐波分析如图9所示，电压谐波含量为6.17%，且以PWM调制开关动作引入的高次谐波为主。

由此可见，本发明所提调制方法能在保证HMMC输出电压波形质量前提下，控制SiCMOSFET器件输出高频PWM波，以减少Si IGBT器件开关动作次数，减小装置开关损耗。

上述实施例为本发明较佳的实现方案，除此之外，本发明还可以其它方式实现，在不脱离本技术方案构思的前提下任何显而易见的替换均在本发明的保护范围之内。

为了让本领域普通技术人员更方便地理解本发明相对于现有技术的改进之处，本发明的一些附图和描述已经被简化，并且为了清楚起见，本申请文件还省略了一些其他元素，本领域普通技术人员应该意识到这些省略的元素也可构成本发明的内容。

Claims (7)

1.一种电平数翻倍的混合型MMC，包括三相桥臂，每相桥臂包括上桥臂和下桥臂，其特征在于：所述上桥臂和下桥臂均包括N个依次连接的HSM模块，从每相上桥臂和下桥臂之间引出后分别连接一个FSM模块，所述FSM模块的输出端为混合型MMC的交流输出侧，所述HSM模块为采用Si IGBT器件构成的半桥变换器，所述FSM模块为采用SiC MOSFET器件构成的全桥变换器。

2.根据权利要求1所述的电平数翻倍的混合型MMC，其特征在于：所述HSM模块的直流侧并联有电容，所述FSM模块的直流侧并联有电容。

3.根据权利要求2所述的电平数翻倍的混合型MMC，其特征在于：所述HSM模块为采用上开关管和下开关管两个Si IGBT器件构成的半桥变换器，所述半桥变换器的直流侧并联电容；在上桥臂和下桥臂中，第个HSM模块的下开关管发射极与第个HSM模块的上开关管发射极和下开关管集电极连接，第个HSM模块的下开关管发射极与第个HSM模块的上开关管发射极和下开关管集电极连接，；且上桥臂第一个HSM模块的上开关管发射极和下开关管集电极共线串联一个电感后与混合型MMC直流输入侧的一端连接，下桥臂第个HSM模块的下开关管集电极串联一个电感后与混合型MMC直流输入侧的另一端连接；所述电容的正极和上开关管的集电极连接，负极和下开关管的发射极连接。

4.根据权利要求2或3所述的电平数翻倍的混合型MMC，其特征在于：所述FSM模块为采用第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管四个SiC MOSFET器件构成的全桥变换器，所述全桥变换器的直流侧并联电容；所述FSM模块的第一开关管发射极和第二开关管集电极与桥臂中点连接，所述FSM模块的第三开关管发射极和第四开关管集电极共节点作为混合型MMC的交流输出侧；所述电容的正极和第一开关管、第三开关管的集电极连接，负极和第二开关管、第四开关管的发射极连接。

5.如权利要求4所述的电平数翻倍的混合型MMC的调制方法，其特征在于：所述HSM模块采用电平翻倍的NLM调制输出阶梯波电压，所述FSM模块采用PWM调制输出整形电压，所述阶梯波电压与整形电压叠加后作为混合型MMC交流侧输出电压输出，和中表示相或相或相。

6.根据权利要求5所述的电平数翻倍的混合型MMC的调制方法，其特征在于：所述HSM模块采用电平翻倍的NLM调制输出阶梯波电压的过程如下：

1）输出上桥臂阶梯波电压，

先根据式(1)中的上桥臂调制电压参考值以及公式(2)计算出上桥臂每一时刻所需投入输出电压的HSM模块数量；

(1)

(2)

式中，为上桥臂调制电压参考值；为下桥臂调制电压参考值；为混合型模块化多电平换流器高压直流侧电压；为四舍五入取整函数；为HSM模块直流侧电容电压参考值；

再计算上桥臂阶梯波电压，如公式(3)；

(3)

2）输出下桥臂阶梯波电压，

先根据式(1)中的下桥臂调制电压参考值以及公式(4)计算出下桥臂每一时刻所需投入输出电压的HSM模块数量；

(4)

再计算下桥臂阶梯波电压，如公式(5)；

(5)

3）计算并输出阶梯波电压，如公式(6)；

(6)。

7.根据权利要求6所述的电平数翻倍的混合型MMC的调制方法，其特征在于：所述FSM模块采用PWM调制输出整形电压的过程如下：

将FSM模块输出电压参考值与其三角载波进行如下比较，在一个周期内输出三种电平；所述FSM模块输出电压参考值为混合型模块化多电平换流器的输出电压与桥臂中点的阶梯波电压的差值，即：

(7)

1）当时，FSM模块的第一开关管保持通态，第二开关管保持断态；若，则第三开关管关断，第四开关管导通，此时；若，则第三开关管导通，第四开关管关断，此时；

2）当时，FSM模块的第一开关管保持断态，第二开关管保持通态；若，则第三开关管导通，第四开关管关断，此时；若，则第三开关管关断，第四开关管导通，此时。

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