CN116545285A - 一种含t型高频结构的混合器件四电平变换器及spwm混频调制控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种含T型高频结构的混合器件四电平变换器及SPWM混频调制控制方法。所述变换器拓扑侧重点在于基于传统有源中点箝位式四电平拓扑，单相桥臂开关网络分为低频选通部分和高频换流部分。其中低频选通部分由六个硅基绝缘栅双极型晶体管组成，构成三个半桥，分别箝位在三个母线电容两端；高频换流部分设计为T型三电平结构，由四个碳化硅基金属氧化物半导体场效应管组成。所提出的SPWM混频调制控制方法侧重点在于规定了特定的开关状态和切换序列，保证开关周期内只有碳化硅基金属氧化物半导体场效应管动作，硅基绝缘栅双极型晶体管只在参考电压过零时切换，进而在实现整个系统高频化的同时，降低变换器的成本，极具工程推广前景。
Description
技术领域
本发明属于电力电子技术领域，涉及混合型多电平变换器，尤其涉及一种含T型高频结构的混合器件四电平变换器及SPWM混频调制控制方法。
背景技术
在中压大功率交直流电能变换领域，多电平电路拓扑不但能够降低开关器件电压应力和开关损耗，而且通过增加变换器的电平数量，能够大大改善交流侧电流的谐波性能，降低滤波器的体积，提升系统的功率密度，因而被视为一种理想的技术已经在工业界得到了广泛应用。另一方面，以碳化硅(Silicon Carbide,SiC)为代表的宽禁带器件相比传统硅基半导体器件具有更低的开关损耗、更高的工作频率等优点，能够突破传统基于硅器件变换器的性能极限，适应电力电子变换器高效、高功密的发展方向，成为近年来学术界和工业界的研究热点。然而，高昂的成本始终是限制碳化硅器件大规模应用的一个主要因素。一般来说，碳化硅MOSFET的价格大致是相同规格硅基器件的3～8倍，且高耐压和高电流等级的器件相对更贵，在大功率应用中价格差距非常明显。基于此，很多关于宽禁带器件和硅器件混合应用的多电平方案被研究出来，追求性能和成本的双重优化设计。这些混合型多电平变换器在电路中部分地应用碳化硅器件，同时将所有的高速开关动作集中在碳化硅器件上进行混频调制，能够实现与全碳化硅设计相近的性能，成本却低得多，因而具有很高的工程应用价值。然而，目前的混合器件型多电平变换器主要基于三电平拓扑，电平数量较少，加之高耐压碳化硅MOSFET性能未优化，限制了混合变换器在中压场合的应用。因此，研究混合器件型四电平变换器能够适配更高的电压等级，同时以较低的成本实现更高的效率和功率密度，对推广碳化硅器件在中压领域的应用、提高电能变换系统的性能有着重要意义。
本发明提出一种含T型高频结构的混合器件四电平变换器以及一种对应的SPWM混频调制控制方法。所提出的混合器件型四电平变换器拓扑，兼顾了高性能和低成本，兼具混合变换器和四电平变换器的优势。所提出的SPWM混频控制方法，采用特定的开关状态和切换序列，使碳化硅器件承担高频开关动作，硅基功率器件低频动作，实现了混频调制。同时，所提出的控制方法还能够兼容直流侧母线电容电压平衡控制，通过调制的手段解决四电平电路电容电压失衡问题。
发明内容
本发明设计创造性地提出了一种含T型高频结构的混合器件四电平变换器以及一种对应的SPWM混频调制控制方法。所提出的T型四电平混合变换器拓扑侧重点在于单相桥臂中低频选通部分由六个硅基绝缘栅双极型晶体管组成，构成三个半桥，分别箝位在三个母线电容两端；高频换流部分设计为T型三电平结构，由四个碳化硅基金属氧化物半导体场效应管组成，三个输入端子分别与三个硅基半桥的输出端子相连。所提出的SPWM混频调制控制方法侧重点在于针对不同极性的参考电压，规定了特定的开关状态和切换序列，开关网络低频部分状态由参考电压决定，高频部分的调制方法为传统的PWM调制。从而保证碳化硅金属氧化物半导体场效应管承担高频的开关动作，硅基绝缘栅双极型晶体管低频开关，进而在实现全碳化硅基功率器件相近性能的情况下，降低了成本，极具工程推广前景。
本发明的技术方案如下：
一种含T型高频结构的混合器件四电平变换器，所述的变换器由一个直流母线、第一电容、第二电容、第三电容、三个T型四电平单相桥臂和三相交流测组成；每个单相桥臂包含第一开关管(Q1)、第二开关管(Q2)、第三开关管(Q3)、第四开关管(Q4)、第五开关管(Q5)、第六开关管(Q6)、第七开关管(Q7)、第八开关管(Q8)、第九开关管(Q9)、第十开关管(Q10)，其中第一开关管(Q1)、第二开关管(Q2)、第三开关管(Q3)、第四开关管(Q4)、第五开关管(Q5)、第六开关管(Q6)为硅基绝缘栅双极型晶体管，第七开关管(Q7)、第八开关管(Q8)、第九开关管(Q9)、第十开关管(Q10)为碳化硅基金属氧化物半导体场效应管，单相电路拓扑如图一所示，三相电路拓扑如图2所示；
所述的SPWM混频调制控制方法如图3所示，包括如下内容：
(1)变换器每一个单相电路的四种输出电平分别定义为1L、2L、3L和4L；针对单相桥臂的四个输出电平，选择六种开关状态定义为S4_P、S3_P、S2_P、S3_N、S2_N、S1_N；根据如式1所示的开关函数，六种开关状态可以表示为如表1所示，对应电路状态如图4所示；
表1.六种开关状态及对应的输出电平
(2)确定一个开关周期内单相桥臂的开关状态和作用时间，具体方法如下：在单相桥臂参考电压正半周，选择2L、3L和4L三个电平合成参考电压，对应采用S2_P、S3_P、S4_P三个开关状态；在单相桥臂参考电压负半周，选择1L、2L和3L三个输出电平合成参考电压，对应采用S1_N、S2_N、S3_N三个开关状态；开关状态的切换方法是：在单相桥臂参考电压正半周，切换顺序为S2_P→S3_P→S4_P→S3_P→S2_P，共四次切换动作；在单相桥臂参考电压负半周，切换顺序为S1_N→S2_N→S3_N→S2_N→S1_N；这样，在单相桥臂参考电压极性改变时，产生的切换动作为为保证对称性，两个相同开关状态各自的作用时间为该开关状态总作用时间的一半；单相电路切换动作如图5所示；
(3)各输出电平及开关状态的作用时间可以通过两个调制波和两个层叠的载波比较得到，如图6所示；其中两个层叠的载波分别对应于参考电压正极性和负极性时的调制，如式2所示；两个调制波v1,x和v2,x的表达式如式3所示，两个主调制波与载波交于四个点，这四个交点为开关状态切换的时间节点；Vdc为直流母线电压，urefx为单相参考电压，Ts为开关周期；
(4)三相参考电压urefx,x＝a,b,c的计算方法如下：如式4所示，三相基波频率的正弦波uori,x,x＝a,b,c叠加用于实现第一和第三电容平衡控制的零序分量uz后，得到的urefx,x＝a,b,c作为三相参考电压；
urefx＝uori,x+uz,x＝a,b,c (4)
零序分量的注入应满足以下原则：
a.各相参考电压urefx,x＝a,b,c应在最大允许注入范围内，如式5所示，如图7所示；
b.根据变换器三相输出电流iox,x＝a,b,c，通过式6计算得到该注入下的平均中点电流假设3个母线电容容值为C1＝C2＝C3＝Cd，根据直流侧第一电容两端电压uc1、第一电容两端电压uc3、电容值Cd和开关周期Ts，通过式7计算得到参考中点电流/>在最大允许注入范围内，应取平均中点电流/>最接近参考中点电流/>的零序注入；
(5)控制直流侧第二电容电压保持Vdc/3，方法为各相微调两个主调制波的大小，如式8所示；其中，Δv为调整幅度，一般不超过直流母线电压Vdc的2％；
(6)基于以上的SPWM控制方法，从基波频率的三相正弦参考电压出发，加入对直流侧三个电容电压的控制，计算得到三相桥臂各自的开关状态及作用时间，根据规定的开关状态切换方法，合成控制信号，加入死区时间TD后转化成相应30路PWM信号。
本发明的有益效果是：
本发明所提出的混合器件型四电平变换器拓扑，结合了低频选通部分和高频换流部分，兼顾了高性能和低成本，兼具混合变换器和四电平变换器的优势。所提出的SPWM混频控制方法，针对不同极性的参考电压，采用特定的开关状态和切换序列，使碳化硅器件承担高频开关动作，硅基功率器件低频动作，实现了混频调制。同时，该方法还能够兼容直流侧母线电容电压平衡控制，通过调制的手段解决四电平电路电容电压失衡问题，极具推广前景。
附图说明
图1为含T型高频结构的混合器件四电平变换器单相电路拓扑示意图。
图2为含T型高频结构的混合器件四电平变换器三相电路拓扑示意图。
图3为应用于所提出变换器的SPWM混频调制控制方法流程图。
图4为所述SPWM混频调制控制方法采用的六种开关状态电路原理图。
图5为所述SPWM混频调制控制方法采用的开关切换动作示意图。
图6为所述SPWM混频调制控制方法调制方式示意图。
图7为所述SPWM混频调制控制方法零序分量注入范围示意图。
图8为一个实施例中的三相电流、直流母线电容电压、相电压和线电压波形。
图9为一个实施例中的个别代表性开关管上电流和电压波形。
具体实施方式
下面对本发明的实施例作详细说明，本实施例在以本发明技术方案为前提下进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。
在中压大功率领域，四电平变换器相比于三电平和传统两电平变换器具有更低的器件电压应力，更低的开关损耗和更好的谐波性能，具有广阔的应用前景。同时随着电力电子变换器向着高效率、高功率密度方向不断发展，以碳化硅为代表的宽禁带器件相比传统的硅功率器件具有更低的开关损耗、更高的工作频率，能够实现更高的效率和功率密度，但缺点是成本较高。我们在含T型结构的四电平电路拓扑中部分地使用碳化硅基金属氧化物半导体场效应管，在保证直流侧三个电容电压平衡控制的基础上，将所有的高频开关动作集中在碳化硅基金属氧化物半导体场效应管上。同时硅基绝缘栅双极型晶体管低频动作，不对开关频率产生限制。这样的含T型高频结构的混合器件四电平变换器，实现了与相同拓扑下全碳化硅设计变换器相近的性能，同时兼顾低成本。
实施例如下：
一种含T型高频结构的混合器件四电平变换器，是一种T型混合三相四电平有源中点箝位式变换器，如图2所示，其包含一个直流母线、第一电容、第二电容、第三电容、三个T型四电平单相桥臂和三相交流侧：
(1)所述的直流母线阳极连接至所述第一电容的正极性端并引出第一个直流母线功率端子，所述第二电容的正极性端连接至所述第一电容的负极性端并引出第二个直流母线功率端子，所述第三电容的正极性端连接至所述第二电容的负极性端并引出第三个直流母线功率端子，所述的直流母线阴极连接至所述第三电容的负极性端并引出第四个直流母线功率端子；
(2)每个所述的四电平单相桥臂均包括十个开关器件Q1Q2Q3Q4Q5Q6Q7Q8Q9Q10，其中，第一至第六开关器件Q1Q2Q3Q4Q5Q6为硅基绝缘栅双极型晶体管，第七至第十开关器件Q7Q8Q9Q10为碳化硅基金属氧化物半导体场效应管，第二开关器件Q2的集电极连接至第一开关器件Q1的发射极，第三开关器件Q3的集电极连接至第二开关器件Q2的发射极，第四开关器件Q4的集电极连接至第三开关器件Q3的发射极，第五开关器件Q5的集电极连接至第四开关器件Q4的发射极，第六开关器件Q6的集电极连接至第五开关器件Q5的发射极，第九开关器件Q9的源极连接至第八开关器件Q8的源极，第十开关器件Q10的漏极连接至第七开关器件Q7的源极，第七开关器件Q7的漏极连接至第一开关器件Q1和第二开关器件Q2的公共端，第八开关器件Q8的漏极连接至第七开关器件Q7和第十开关器件Q10的公共端，第九开关器件Q9的漏极连接至第三开关器件Q3和第四开关器件Q4的公共端，第十开关器件Q10的源极连接至第五开关器件Q5和第六开关器件Q6的公共端；从第一开关器件Q1的集电极引出第一个单相桥臂功率端子，从第二开关器件Q2和第三开关器件Q3的公共端引出第二个单相桥臂功率端子，从第四开关器件Q4和第五开关器件Q5的公共端引出第三个单相桥臂功率端子，从第六开关器件Q6的发射极引出第四个单相桥臂功率端子；从第九开关器件Q9和第十开关器件Q10的公共端引出输出端子；
(3)对每一相而言，所述第一个单相桥臂功率端子连接至所述第一个直流母线功率端子，所述第二个单相桥臂功率端子连接至所述第二个直流母线功率端子，所述第三个单相桥臂功率端子连接至所述第三个直流母线功率端子，所述第四个单相桥臂功率端子连接至所述第四个直流母线功率端子；所述三个单相四电平桥臂输出端子连接至三相交流侧。
所述的SPWM混频调制方法同时能够实现直流侧母线电容电压平衡控制，如图3所示，包括如下内容：
(1)定义变换器交流侧连通第一个直流母线功率端子时单相电路的输出电平为4L，变换器交流侧连通第二个直流母线功率端子时单相电路的输出电平为3L，变换器交流侧连通第三个直流母线功率端子时单相电路的输出电平为2L，变换器交流侧连通第四个直流母线功率端子时单相电路的输出电平为1L；针对单相桥臂的四个输出电平，选择六种开关状态定义为S4_P、S3_P、S2_P、S3_N、S2_N、S1_N；根据如式1所示的开关函数，六种开关状态可以表示为如
表1所示；
表1.六种开关状态及对应的输出电平
(2)确定一个开关周期内单相桥臂的开关切换序列，具体方法如下：在单相桥臂参考电压正半周，选择2L、3L和4L三个电平合成参考电压，对应采用S2_P、S3_P、S4_P三个开关状态；在单相桥臂参考电压负半周，选择1L、2L和3L三个输出电平合成参考电压，对应采用S1_N、S2_N、S3_N三个开关状态；开关状态的切换方法是：在单相桥臂参考电压正半周，切换顺序为S2_P→S3_P→S4_P→S3_P→S2_P，共四次切换动作；在单相桥臂参考电压负半周，切换顺序为S1_N→S2_N→S3_N→S2_N→S1_N；这样，在单相桥臂参考电压极性改变时，产生的切换动作为为保证对称性，两个相同开关状态各自的作用时间为该开关状态总作用时间的一半；
(3)确定一个开关周期内单相桥臂开关状态的作用时间，通过两个调制波和两个层叠的载波比较得到，称为载波层叠的多调制波PWM调制；两个层叠的载波分别对应于参考电压正极性和负极性时的调制，如式2所示；两个调制波v1,x和v2,x的表达式如式3所示，两个主调制波与载波交于四个点，这四个交点为开关状态切换的时间节点；Vdc为直流母线电压，urefx为单相参考电压，Ts为开关周期；
(4)三相参考电压urefx,x＝a,b,c的计算方法如下：如式4所示，三相基波频率的正弦波uori,x,x＝a,b,c叠加用于实现第一和第三电容平衡控制的零序分量uz后，得到的urefx,x＝a,b,c作为三相参考电压；
urefx＝uori,x+uz,x＝a,b,c (4)
零序分量的注入应满足以下原则：
c.各相参考电压urefx,x＝a,b,c，应在最大允许注入范围内，如式5所示；
d.根据变换器三相输出电流iox,x＝a,b,c，通过式6计算得到该注入下的平均中点电流假设3个母线电容容值为C1＝C2＝C3＝Cd，根据直流侧第一电容两端电压uc1、第三电容两端电压uc3、电容值Cd和开关周期Ts，通过式7计算得到参考中点电流/>
应取平均中点电流最接近参考中点电流/>的零序注入；
(5)控制直流侧第二电容电压uc2保持Vdc/3，方法为各相微调两个主调制波的大小，如
式8所示；其中，Δv为调整幅度，一般不超过直流母线电压Vdc的2％；
基于以上的SPWM控制方法，从基波频率的三相正弦参考电压出发，加入对直流侧三个电容电压的控制，计算得到三相桥臂各自的开关状态及作用时间，根据规定的开关状态切换方法，合成控制信号，加入死区时间TD后转化成相应30路PWM信号。
在一个具体的实施例中，给定参数如表2所示：
表2.一个具体实施例的系统参数
同时此时系统的三相电流、直流母线电容电压、相电压和线电压波形如图8所示。三相输出电流为基波频率的三相正弦波；三个直流母线电容电压被控制在800V，直流侧中点电压被很好地平衡；相电压极性为正时，其波形一个开关周期内出现了±400V，1200V(2L、3L、4L)三个输出电平，与方案设计相一致。
同时此时选取了系统中几个具有代表性的开关管上电流和电压波形如图9所示。由波形图可知Si IGBT Q1和Q2电压波形互补，在开关周期内没有开关动作，仅在参考电压过零时有工频(50Hz)切换动作。所有的高频开关动作均由碳化硅基MOSFET承担。进而在实现整个系统高频化的同时，减少了整体开关损耗。
上述实施例并未对发明做任何形式上的限制，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同变化及修饰，均仍属于本发明技术方案保护范围内。
Claims (2)
1.一种含T型高频结构的混合器件四电平变换器，其特征在于包含一个直流母线、第一电容、第二电容、第三电容、三个T型四电平单相桥臂和三相交流测：
(1)所述的直流母线阳极连接至所述第一电容的正极性端并引出第一个直流母线功率端子，所述第二电容的正极性端连接至所述第一电容的负极性端并引出第二个直流母线功率端子，所述第三电容的正极性端连接至所述第二电容的负极性端并引出第三个直流母线功率端子，所述的直流母线阴极连接至所述第三电容的负极性端并引出第四个直流母线功率端子；
(2)每个所述的四电平单相桥臂均包括十个开关器件(Q1Q2Q3Q4Q5Q6Q7Q8Q9Q10)，其中，第一至第六开关器件(Q1Q2Q3Q4Q5Q6)为硅基绝缘栅双极型晶体管，第七至第十开关器件(Q7Q8Q9Q10)为碳化硅基金属氧化物半导体场效应管，第二开关器件(Q2)的集电极连接至第一开关器件(Q1)的发射极，第三开关器件(Q3)的集电极连接至第二开关器件(Q2)的发射极，第四开关器件(Q4)的集电极连接至第三开关器件(Q3)的发射极，第五开关器件(Q5)的集电极连接至第四开关器件(Q4)的发射极，第六开关器件(Q6)的集电极连接至第五开关器件(Q5)的发射极，第九开关器件(Q9)的源极连接至第八开关器件(Q8)的源极，第十开关器件(Q10)的漏极连接至第七开关器件(Q7)的源极，第七开关器件(Q7)的漏极连接至第一开关器件(Q1)和第二开关器件(Q2)的公共端，第八开关器件(Q8)的漏极连接至第七开关器件(Q7)和第十开关器件(Q10)的公共端，第九开关器件(Q9)的漏极连接至第三开关器件(Q3)和第四开关器件(Q4)的公共端，第十开关器件(Q10)的源极连接至第五开关器件(Q5)和第六开关器件(Q6)的公共端；从第一开关器件(Q1)的集电极引出第一个单相桥臂功率端子，从第二开关器件(Q2)和第三开关器件(Q3)的公共端引出第二个单相桥臂功率端子，从第四开关器件(Q4)和第五开关器件(Q5)的公共端引出第三个单相桥臂功率端子，从第六开关器件(Q6)的发射极引出第四个单相桥臂功率端子；从第九开关器件(Q9)和第十开关器件(Q10)的公共端引出输出端子；
(3)对每一相而言，所述第一个单相桥臂功率端子连接至所述第一个直流母线功率端子，所述第二个单相桥臂功率端子连接至所述第二个直流母线功率端子，所述第三个单相桥臂功率端子连接至所述第三个直流母线功率端子，所述第四个单相桥臂功率端子连接至所述第四个直流母线功率端子；所述三个T型四电平单相桥臂的输出端子连接至三相交流侧。
2.如权利要求1所述的含T型高频结构的混合器件四电平变换器的SPWM混频调制控制方法，其特征在于，该方案同时能够实现直流侧母线电容平衡控制，所述控制方法包含以下内容：
(1)定义变换器交流侧连通第一个直流母线功率端子时单相电路的输出电平为4L，变换器交流侧连通第二个直流母线功率端子时单相电路的输出电平为3L，变换器交流侧连通第三个直流母线功率端子时单相电路的输出电平为2L，变换器交流侧连通第四个直流母线功率端子时单相电路的输出电平为1L；针对单相桥臂的四个输出电平，选择六种开关状态定义为S4_P、S3_P、S2_P、S3_N、S2_N、S1_N；根据如式1所示的开关函数，六种开关状态表示为如表1所示；
表1.六种开关状态及对应的输出电平
(2)确定一个开关周期内单相桥臂的开关切换序列，具体方法如下：在单相桥臂参考电压正半周，选择2L、3L和4L三个电平合成参考电压，对应采用S2_P、S3_P、S4_P三个开关状态；在单相桥臂参考电压负半周，选择1L、2L和3L三个输出电平合成参考电压，对应采用S1_N、S2_N、S3_N三个开关状态；开关状态的切换方法是：在单相桥臂参考电压正半周，切换顺序为S2_P→S3_P→S4_P→S3_P→S2_P，共四次切换动作；在单相桥臂参考电压负半周，切换顺序为S1_N→S2_N→S3_N→S2_N→S1_N；这样，在单相桥臂参考电压极性改变时，产生的切换动作为为保证对称性，两个相同开关状态各自的作用时间为该开关状态总作用时间的一半；
(3)确定一个开关周期内单相桥臂开关状态的作用时间，通过两个调制波和两个层叠的载波比较得到，称为载波层叠的多调制波PWM调制；两个层叠的载波分别对应于参考电压正极性和负极性时的调制，如式2所示；两个调制波v1,x和v2,x的表达式如式3所示，两个主调制波与载波交于四个点，这四个交点为开关状态切换的时间节点；Vdc为直流母线电压，urefx为单相参考电压，Ts为开关周期；
(4)三相参考电压urefx,x＝a,b,c的计算方法如下：如式4所示，三相基波频率的正弦波uori,x,x＝a,b,c叠加用于实现第一和第三电容平衡控制的零序分量uz后，得到的urefx,x＝a,b,c作为三相参考电压；
urefx＝uori,x+uz,x＝a,b,c (4)
零序分量的注入应满足以下原则：
a.各相参考电压urefx,x＝a,b,c，应在最大允许注入范围内，如式5所示；
b.根据变换器三相输出电流iox,x＝a,b,c，通过式6计算得到该注入下的平均中点电流假设3个母线电容容值为C1＝C2＝C3＝Cd，根据直流侧第一电容两端电压uc1、第三电容两端电压uc3、电容值Cd和开关周期Ts，通过式7计算得到参考中点电流/>应取平均中点电流/>最接近参考中点电流/>的零序注入；
(5)控制直流侧第二电容电压uc2保持Vdc/3，方法为各相微调两个主调制波的大小，如式8所示；其中，Δv为调整幅度，一般不超过直流母线电压Vdc的2％；
(6)基于以上的SPWM控制方法，从基波频率的三相正弦参考电压出发，加入对直流侧三个电容电压的控制，计算得到三相桥臂各自的开关状态及作用时间，根据规定的开关状态切换方法，合成控制信号，加入死区时间TD后转化成相应30路PWM信号。
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| CN202310570733.8A CN116545285A (zh) | 2023-05-16 | 2023-05-16 | 一种含t型高频结构的混合器件四电平变换器及spwm混频调制控制方法 |
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|---|---|---|---|---|
| CN117277852A (zh) * | 2023-09-07 | 2023-12-22 | 浙江大学 | 一种三相混合器件叠加混合桥臂变换器及其电流控制方法 |
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2023
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| CN117277852A (zh) * | 2023-09-07 | 2023-12-22 | 浙江大学 | 一种三相混合器件叠加混合桥臂变换器及其电流控制方法 |
| CN117277852B (zh) * | 2023-09-07 | 2024-04-12 | 浙江大学 | 一种三相混合器件叠加混合桥臂变换器及其电流控制方法 |
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