CN117477976A - 电平数翻倍的混合型mmc稳压方法及其环流抑制方法 - Google Patents
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Abstract
电平数翻倍的混合型MMC稳压方法及其环流抑制方法，该稳压方法如下：对于相输出电流大于零的情况：当相FSM模块的电容电压小于参考值且整形电压大于零时，将整形电压进行翻转，使整形电压小于零；当相FSM模块的电容电压大于参考值且整形电压小于零时，将整形电压进行翻转，使整形电压大于零：当相FSM模块的电容电压小于参考值且整形电压小于零时，将整形电压进行翻转，使整形电压大于零；当相FSM模块的电容电压大于参考值且整形电压大于零时，将整形电压进行翻转，使整形电压小于零。本发明稳压效果好，在不影响混合型MMC电压平衡和交流侧输出电压的情况下降低系统环流。
Description
技术领域
本发明涉及电压变换器领域，具体是涉及一种电平数翻倍的混合型MMC稳压方法及其环流抑制方法。
背景技术
近年来，模块化多电平变换器（Modular Multilevel Converter，MMC）由于输出谐波含量低、模块化程度高和可扩展性强等优点，广泛应用于高压直流输电系统。同时，MMC在中压配网领域中的应用也备受关注，如固态变压器、电机驱动、统一潮流控制器和静止无功补偿器等。
适用于MMC的调制中，载波移相调制(Carrier Phase-shifted PWM，CPS-PWM)和最近电平逼近调制(Nearest Level Modulation，NLM)最为常用。其中，NLM易实现，并且开关频率低，最高可输出2N+1电平电压(N为每个桥臂的模块数)。为提高输出波形质量，NLM主要应用在输出电平数较高的高压直流输电场景。与NLM相比，CPS-PWM输出的电压谐波含量低，常应用于模块数较少的中压MMC。但是，CPS-PWM的器件开关频率高，装置运行损耗大，且控制器设计复杂。
针对传统中压MMC拓扑和调制策略存在的问题，有学者提出一种电平数翻倍的混合型MMC (Hybrid MMC，HMMC)拓扑和高、低频混合型调制策略，通过2N+1电平NLM调制与PWM调制叠加的方式，提高中压配网MMC的输出波形质量和运行效率。由于传统2N+1电平NLM调制中一相MMC支路的子模块投入总数在N、N-1、N+1之间变换，直流侧电压与桥臂电压不匹配将对循环电流产生影响，基于HMMC拓扑的稳压控制和调制策略变化对环流的影响机理亟需进一步详细分析。
目前，MMC环流抑制策略的研究可分为直接控制方法和间接控制方法。其中，间接控制法是通过比例积、比例谐振和重复控制等控制器在桥臂电压中引入共模分量来实现环流抑制。上述间接控制法应用在子模块数较多的NLM调制和CPS-PWM调制中环流抑制效果较好，但在子模块数少的NLM调制中会导致循环电流控制质量不高，甚至会产生直流母线电流波动。直接控制法是通过在调制阶段后的电流瞬时信息来调整MMC每相桥臂额外投入子模块数量来实现环流抑制。该方法实现方法简单、动态性能好，并且循环电流控制和输出电流控制可以实现完全解耦。其中，额外投入的子模块数量通常可由迟滞控制、无差拍控制等高频控制来确定，在子模块数较少的NLM调制中也具有良好的循环电流控制效果。
由此可见，现有环流抑制直接控制策略对于使用NLM调制的MMC具有较大的应用潜能。因此，若能在传统环流抑制直接控制策略基础上进行改进，有针对的调整桥臂支路上额外投入子模块数量，对HMMC的环流抑制与电容电压稳定具有重要意义。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是，克服上述背景技术的不足，提供一种电平数翻倍的混合型MMC稳压方法及其环流抑制方法，稳压效果好，在不影响混合型MMC电压平衡和交流侧输出电压的情况下降低系统环流。
本发明解决其技术问题采用的技术方案是，一种电平数翻倍的混合型MMC稳压方法，方法如下：
对于混合型MMC的相输出电流/>的情况：
当相FSM模块的电容电压小于参考值且FSM模块输出的整形电压/>时，将FSM模块输出的整形电压/>进行翻转，使FSM模块输出的整形电压/>，此时FSM模块的电容能量波动量/>，电容电压上升并且趋近参考值；
当相FSM模块的电容电压大于参考值且FSM模块输出的整形电压/>时，将FSM模块输出的整形电压/>进行翻转，使FSM模块输出的整形电压/>，此时FSM模块的电容能量波动量/>，电容电压下降并且趋近参考值；
对于混合型MMC的相输出电流/>的情况：
当相FSM模块的电容电压小于参考值且FSM模块输出的整形电压/>时，将FSM模块输出的整形电压/>进行翻转，使FSM模块输出的整形电压/>，此时FSM模块的电容能量波动量/>，电容电压上升并且趋近参考值；
当相FSM模块的电容电压大于参考值且FSM模块输出的整形电压/>时，将FSM模块输出的整形电压/>进行翻转，使FSM模块输出的整形电压/>，此时FSM模块的电容能量波动量/>，电容电压下降并且趋近参考值。
进一步，所述相为/>相或/>相或/>相。
进一步，FSM模块电容电压的参考值为，/>表示混合型MMC直流侧电压，/>表示种电平数翻倍的混合型MMC的HSM上桥臂或HSM下桥臂的HSM模块数量。
进一步，当FSM模块从输出的整形电压翻转到/>时，HSM桥臂输出电压/>在原有基础上减少一个/>，即HSM桥臂输出电压的变化量/>为/>，当FSM模块从输出的整形电压/>翻转到/>时，HSM桥臂输出电压/>在原有基础上增加一个/>，即HSM桥臂输出电压的变化量/>为/>。
进一步，HSM桥臂输出电压的变化量为/>，通过以下方法实现：当时，使HSM上桥臂输出电压的变化量/>，HSM下桥臂输出电压不变化，此时，修正/>：/>，即HSM桥臂在/>的基础上增加投入一个HSM模块；当/>时，使HSM下桥臂输出电压的变化量/>，HSM上桥臂输出电压不变化，此时，修正/>：/>，即HSM桥臂在/>的基础上减少投入一个HSM模块；
HSM桥臂输出电压的变化量为/>，通过以下方法实现：当/>时，使HSM上桥臂输出电压的变化量/>，HSM下桥臂输出电压不变化，此时，修正/>：/>，即HSM桥臂在/>的基础上减少投入一个HSM模块；当/>时，使HSM下桥臂输出电压的变化量/>，HSM上桥臂输出电压不变化，此时，修正/>：/>，即HSM桥臂在/>的基础上增加投入一个HSM模块；
其中，为基于环流抑制直接控制方法计算HSM桥臂额外投入子模块总数，，/>为基于/>电平调制策略计算HSM桥臂投入子模块总数，/>为HSM上桥臂或HSM上桥臂的HSM模块数量，/>为/>与/>之差，/>为修正后的/>。
一种经电平数翻倍的混合型MMC稳压方法后的电平数翻倍的混合型MMC环流抑制方法，方法如下：
当和/>的奇偶性相同，/>修正为/>：/>；
具体为：当环流抑制参考电压时，/>数量增加1个，即；当环流抑制参考电压/>时，/>数量减小1个，即；
当和/>的奇偶性不同时，/>；
经过环流抑制后，HSM桥臂投入HSM模块总数，
表示为：
进行环流抑制控制而额外投入的HSM模块数/>，表示为：
其中，/>为基于环流抑制直接控制方法计算HSM桥臂额外投入子模块总数，/>为修正后的/>，/>为HSM上桥臂或HSM上桥臂的HSM模块数量，/>为基于/>电平调制策略计算HSM桥臂投入子模块总数，/>为修正后的/>。
与现有技术相比，本发明的优点如下：
本发明针对电平数翻倍的混合型MMC进行稳压控制，稳压效果好，并在该稳压的基础上进行环流抑制，修正HSM桥臂支路额外所需投入HSM子模块数量，在不影响混合型MMC电压平衡和交流侧输出电压的情况下降低系统环流。
附图说明
图1是现有的电平数翻倍的混合型MMC的结构示意图。
图2是本发明实施例电平数翻倍的混合型MMC稳压控制示意图。
图3是本发明实施例HSM桥臂输出电压变化量为或/>的实现方式示意图。
图4是本发明实施例及/>的波形图。
图5是本发明实施例仿真实验HSM桥臂投入HSM模块总数。
图6是本发明实施例仿真实验混合型MMC的循环电流仿真波形图。
图7是本发明实施例仿真实验混合型MMC的输出电压波形图。
图8是本发明实施例仿真实验HSM模块的电容电压波形图。
图9是本发明实施例仿真实验FSM模块的电容电压波形图。
具体实施方式
下面结合附图及具体实施例对本发明作进一步详细描述。
本发明针对现有的电平数翻倍的混合型MMC（简称HMMC）进行稳压控制，参照图1，现有的电平数翻倍的混合型MMC包括三相HSM桥臂，每相HSM桥臂包括HSM上桥臂和HSM下桥臂，HSM上桥臂和HSM下桥臂均包括个依次连接的HSM模块，从每相HSM上桥臂和HSM下桥臂之间引出后分别连接一个FSM模块，FSM模块的输出端为混合型MMC的交流输出侧，HSM模块为采用Si IGBT器件构成的半桥变换器，FSM模块为采用SiC MOSFET器件构成的全桥变换器。HSM桥臂采用电平翻倍的NLM调制输出阶梯波电压/>，FSM模块采用PWM调制输出整形电压/>，阶梯波电压/>与整形电压/>叠加形成混合型MMC的输出电压/>。
表示HSM模块的电容电压幅值，/>表示FSM模块的电容电压幅值，。
参照图2，图2中表示翻转后的整形电压/>，本实施例电平数翻倍的混合型MMC稳压方法为：
对于混合型MMC的i相输出电流的情况：
当相FSM模块的电容电压小于参考值且FSM模块输出的整形电压/>时，将FSM模块输出的整形电压/>进行翻转，使FSM模块输出的整形电压/>，此时FSM模块的电容能量波动量/>，电容电压上升并且趋近参考值。
当相FSM模块的电容电压大于参考值且FSM模块输出的整形电压/>时，将FSM模块输出的整形电压/>进行翻转，使FSM模块输出的整形电压/>，此时FSM模块的电容能量波动量/>，电容电压下降并且趋近参考值。
对于混合型MMC的相输出电流/>的情况：
当相FSM模块的电容电压小于参考值且FSM模块输出的整形电压/>时，将FSM模块输出的整形电压/>进行翻转，使FSM模块输出的整形电压/>，此时FSM模块的电容能量波动量/>，电容电压上升并且趋近参考值。
当相FSM模块的电容电压大于参考值且FSM模块输出的整形电压/>时，将FSM模块输出的整形电压/>进行翻转，使FSM模块输出的整形电压/>，此时FSM模块的电容能量波动量/>，电容电压下降并且趋近参考值。
其中相为/>相或/>相或/>相。
本实施例中FSM模块的电容电压参考值为，/>表示混合型MMC直流侧电压。
受FSM模块输出电压翻转的影响，HSM桥臂需要配合调整输出电压以适应FSM模块的输出电压翻转动作，从而使混合型MMC的输出电压不受影响。当FSM模块从输出的整形电压/>翻转到/>时，HSM桥臂输出电压/>在原有基础上减少一个/>，即HSM桥臂输出电压的变化量/>为/>，当FSM模块从输出的整形电压/>翻转到/>时，HSM桥臂输出电压/>在原有基础上增加一个/>，即HSM桥臂输出电压的变化量/>为/>。
参照图3，HSM桥臂输出电压的变化量为/>，通过以下方法实现：当时，使HSM上桥臂输出电压的变化量/>，HSM下桥臂输出电压不变化，此时，修正/>：/>，即HSM桥臂在/>的基础上增加投入一个HSM模块；当/>时，使HSM下桥臂输出电压的变化量/>，HSM上桥臂输出电压不变化，此时，修正/>：/>，即HSM桥臂在/>的基础上减少投入一个HSM模块（图3中所示的方案2）。
HSM桥臂输出电压的变化量为/>，通过以下方法实现：当/>时，使HSM上桥臂输出电压的变化量/>，HSM下桥臂输出电压不变化（图3中所示的方案4），此时，修正/>：/>，即HSM桥臂在/>的基础上减少投入一个HSM模块；当/>时，使HSM下桥臂输出电压的变化量，HSM上桥臂输出电压不变化（图3中所示的方案3），此时，修正/>：，即HSM桥臂在/>的基础上增加投入一个HSM模块；
其中，为基于环流抑制直接控制方法计算HSM桥臂额外投入子模块总数，，/>为基于/>电平调制策略计算HSM桥臂投入子模块总数，/>为HSM上桥臂或HSM上桥臂的HSM模块数量，/>为/>与/>之差，/>为修正后的/>。
本发明实施例对电平数翻倍的混合型MMC稳压后，依然存在环流问题，需要进一步进行环流抑制。
参照图4，本实施例稳压后的电平数翻倍的混合型MMC环流抑制方法，具体为：
当和/>的奇偶性相同，如图4中b、c时间段和d、e时间段所示，/>修正为/>：/>；
具体为：当环流抑制参考电压时，/>数量增加1个，即；当环流抑制参考电压/>时，/>数量减小1个，即；
当和/>的奇偶性不同时，/>；如图4中a、b时间段和e、f时间段所示。
经过环流抑制后，HSM桥臂投入HSM模块总数，
表示为：
进行环流抑制控制而额外投入的HSM模块数/>，表示为：
举例说明：假设当前基于电平调制策略计算HSM桥臂投入子模块总数=8，且/>，/>，基于环流抑制直接控制方法计算HSM桥臂额外投入子模块总数/>；
由于，因此/>，
由于和/>的奇偶性不同，/>经过环流抑制后，HSM桥臂投入HSM模块总数/>；
进行环流抑制控制而额外投入的HSM模块数
本发明针对电平数翻倍的混合型MMC进行稳压控制，稳压效果好，并在该稳压的基础上进行环流抑制，修正HSM桥臂支路额外所需投入HSM子模块数量，在不影响混合型MMC电压平衡和交流侧输出电压的情况下降低系统环流。
为更好证明本发明环流抑制方法的有效性，以下结合仿真实例进行验证。按照图1所示HMMC拓扑，在MATLAB/Simulink中搭建仿真模拟平台，仿真参数如表1所示。
表1 主要仿真参数
针对混合型MMC环流抑制优化控制的研究仿真结果如图5、6所示。在1s前FSM模块切除，HMMC采用传统的电平的NLM调制策略；1s之后FSM模块投入，并采用本发明所提环流抑制方法。由图5可知，/>经环流抑制修正后基本在7、8和9之间波动，在1s附近最高需投入11个HSM模块。图6所示为混合型MMC系统循环电流/>仿真波形，采用循环电流抑制方法后/>的峰峰值可从200A下降到60A。混合型MMC的输出电压仿真波形如图7所示，混合型MMC可正常运行输出17电平PWM波电压。图8所示为HSM模块电容电压仿真波形，HSM模块电容电压稳定在1250V，电压波动量从120V下降到60V。图9所示为FSM模块电容电压仿真波形，FSM模块投入后电容电压从0V上升并最终稳定到625V。
本领域的技术人员可以对本发明进行各种修改和变型，倘若这些修改和变型在本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则这些修改和变型也在本发明的保护范围之内。
说明书中未详细描述的内容为本领域技术人员公知的现有技术。
Claims (6)
1.一种电平数翻倍的混合型MMC稳压方法，其特征在于，方法如下：
对于混合型MMC的相输出电流/>的情况：
当相FSM模块的电容电压小于参考值且FSM模块输出的整形电压/>时，将FSM模块输出的整形电压/>进行翻转，使FSM模块输出的整形电压/>，此时FSM模块的电容能量波动量/>，电容电压上升并且趋近参考值；
当相FSM模块的电容电压大于参考值且FSM模块输出的整形电压/>时，将FSM模块输出的整形电压/>进行翻转，使FSM模块输出的整形电压/>，此时FSM模块的电容能量波动量/>，电容电压下降并且趋近参考值；
对于混合型MMC的相输出电流/>的情况：
当相FSM模块的电容电压小于参考值且FSM模块输出的整形电压/>时，将FSM模块输出的整形电压/>进行翻转，使FSM模块输出的整形电压/>，此时FSM模块的电容能量波动量/>，电容电压上升并且趋近参考值；
当相FSM模块的电容电压大于参考值且FSM模块输出的整形电压/>时，将FSM模块输出的整形电压/>进行翻转，使FSM模块输出的整形电压/>，此时FSM模块的电容能量波动量/>，电容电压下降并且趋近参考值。
2.如权利要求1所述的电平数翻倍的混合型MMC稳压方法，其特征在于：所述相为/>相或/>相或/>相。
3.如权利要求1所述的电平数翻倍的混合型MMC稳压方法，其特征在于：FSM模块电容电压的参考值为，/>表示混合型MMC直流侧电压，/>表示种电平数翻倍的混合型MMC的HSM上桥臂或HSM下桥臂的HSM模块数量。
4.如权利要求1所述的电平数翻倍的混合型MMC稳压方法，其特征在于：当FSM模块从输出的整形电压翻转到/>时，HSM桥臂输出电压/>在原有基础上减少一个/>，即HSM桥臂输出电压的变化量/>为/>，当FSM模块从输出的整形电压翻转到/>时，HSM桥臂输出电压/>在原有基础上增加一个/>，即HSM桥臂输出电压的变化量/>为/>。
5.如权利要求4所述的电平数翻倍的混合型MMC稳压方法，其特征在于，方法如下：
HSM桥臂输出电压的变化量为/>，通过以下方法实现：当/>时，使HSM上桥臂输出电压的变化量/>，HSM下桥臂输出电压不变化，此时，修正/>：，即HSM桥臂在/>的基础上增加投入一个HSM模块；当/>时，使HSM下桥臂输出电压的变化量/>，HSM上桥臂输出电压不变化，此时，修正/>：/>，即HSM桥臂在/>的基础上减少投入一个HSM模块；
HSM桥臂输出电压的变化量为/>，通过以下方法实现：当/>时，使HSM上桥臂输出电压的变化量/>，HSM下桥臂输出电压不变化，此时，修正/>：/>，即HSM桥臂在/>的基础上减少投入一个HSM模块；当/>时，使HSM下桥臂输出电压的变化量/>，HSM上桥臂输出电压不变化，此时，修正/>：/>，即HSM桥臂在/>的基础上增加投入一个HSM模块；
其中，为基于环流抑制直接控制方法计算HSM桥臂额外投入子模块总数，，/>为基于/>电平调制策略计算HSM桥臂投入子模块总数，/>为HSM上桥臂或HSM上桥臂的HSM模块数量，/>为/>与/>之差，/>为修正后的/>。
6.一种经权利要求1-5之一所述的电平数翻倍的混合型MMC稳压方法后的电平数翻倍的混合型MMC环流抑制方法，其特征在于：
当和/>的奇偶性相同，/>修正为/>：/>；
具体为：当环流抑制参考电压时，/>数量增加1个，即；当环流抑制参考电压/>时，/>数量减小1个，即；
当和/>的奇偶性不同时，/>；
经过环流抑制后，HSM桥臂投入HSM模块总数，
表示为：
进行环流抑制控制而额外投入的HSM模块数/>，表示为：
其中，/>为基于环流抑制直接控制方法计算HSM桥臂额外投入子模块总数，/>为修正后的/>，/>为HSM上桥臂或HSM上桥臂的HSM模块数量，/>为基于/>电平调制策略计算HSM桥臂投入子模块总数，/>为修正后的/>。
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-
2023
- 2023-12-27 CN CN202311819703.2A patent/CN117477976B/zh active Active
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN117477976B (zh) | 2024-03-22 |
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